開關電源的設計與仿真范文

導語：如何才能寫好一篇開關電源的設計與仿真，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

關鍵詞aber;反激式開關電源;仿真

中圖分類號TM359.4 文獻標識碼A文章編號1673-9671-(2010)042-0020-01

開關電源被譽為高效節能電源,它代表著穩壓電源的發展方向。目前,隨著各種新科技不斷涌現,新工藝被普遍采用,新產品層出不窮,開關電源正向小體積、高功率密度、高效率的方向發展,開關電源的保護電路日趨完善,開關電源的電磁兼容性設計及取得突破性進展,專用計算機軟件的問世為開關電源的優化設計提供了便利條件。

Saber是美國Analogy公司開發,現由Synopsys公司經營的系統仿真軟件,被譽為全球最先進的系統仿真軟件,也是唯一的多技術,多領域的系統仿真產品,現已成為混合信號、混合設計技術和驗證工具的業界標準,可用于電子、機電一體化、機械、光電、光學、控制等不同類型系統構成的混合系統仿真,與其他由電路仿真軟件相比,其具有更豐富的元件庫和更精致的仿真描述能力,仿真真實性更好。

1反激式開關電源基本原理

反激式開關電源其拓撲結構如圖1。

其電磁能量儲存與轉換關系如下

如圖2(a)當開關管導通,原邊繞組的電流Ip將線形增加,磁芯內的磁感應強度將增大到工作峰值,這時可以把變壓器看成一個電感,逐步儲能的過程。

如圖2(b)當開關管關斷,初級電流降到零。副邊整流二極管導通,感生電流將出現在復邊。從而完成能量的傳遞。按功率恒定原則,副邊繞組安匝值與原邊安匝值相等。

2基于UC3842的反激式開關電源電路設計

由Buck-Boost推演并加隔離變壓器后而得反激變換器原理線路。多數設計中采用了穩定性很好的雙環路反饋(輸出直流電壓隔離取樣反饋外回路和初級線圈充磁峰值電流取樣反饋內回路)控制系統,就可以通過開關電源的PWM(脈沖寬度調制器)迅速調整脈沖占空比,從而在每一個周期內對前一個周期的輸出電壓和初級線圈充磁峰值電流進行有效調節,達到穩定輸出電壓的目的。這種反饋控制電路的最大特點是:在輸入電壓和負載電流變化較大時,具有更快的動態響應速度,自動限制負載電流,補償電路簡單。以UC3842為控制芯片設計一款50W反激式開關電源,其原理圖如圖3所示。

2.1高頻變壓器設計

1)原邊匝數

因為作用電壓是一個方波,一個導通周期的伏秒值與原邊匝數關系如式(1)

Np=(1)

式中 Np――原邊匝數;

Vp――原邊所加直流電壓(V);

ton ――導通時間(us);

Bac――交變工作磁密(mT);

Ae――磁心有效面積(mm2)。

2)副邊繞組

由原邊繞組每匝伏數=母線電壓/原邊匝數可得

副邊繞組匝數=(輸出電壓+整流二極管壓降+繞組壓降)/原邊繞組每匝伏數

3)氣隙

實用方法:插入一個常用氣隙,例如0.5mm,使電源工作起來在原邊串入電流探頭。注意電流波形的斜率,并調整氣隙達到所要求的斜率。

也可用式(2)計算氣隙。

lg=(2)

式中lg ――氣隙長度(mm);

u0 ――4n×107;

Np――原邊匝數;

Lp――原邊電感;

Ae ――磁心面積(mm2)。

2.2反饋環節

圖3中反饋環節由光耦PC817和TL431組成,適用于電流控制模式。輸出電壓精度1%。電壓反饋信號經分壓網絡引入TL431的Ref段,裝換為電流反饋信號,經過光耦隔離后輸入UC3842的控制段。

TL431是由美國德州儀器生產的2.5V-36V可調式精密并聯穩壓器。內有參考電壓2.5V,它與參考端一起控制內部的比較放大器。在輸出陰極和參考端可加反饋網絡,影響整個開關電源的動態品質特性。

2.3控制芯片電路

UC3842由4腳外接RC生成穩定的振蕩波形,振蕩頻率=1.8/R12×C15。6腳輸出驅動脈沖,驅動MOSFET在導通和截至之間工作。8腳提供一個穩定的5V基準源。

3Saber電路仿真

利用 Saber 軟件進行仿真分析主要有兩種途徑,一種是基于原理圖進行仿真分析,另一種是基于網表進行仿真分析。基于原理圖進行仿真分析的基本過程如下:

1)在Saber Sketch中完成原理圖錄入工作;

2)然后使用net list命令為原理圖產生相應的網表;

3)在使用simulate命令將原理圖所對應的網表文件加載到仿真器中,同時在Sketch中啟動Saber Guide界面;

4)在Saber Guide界面下設置所需要的仿真分析環境,并啟動仿真;

5)仿真結束以后利用Cosmos Scope工具對仿真結果進行分析處理。

在這種方法中,需要使用Saber Sketch和Cosmos Scope兩個工具,但從原理圖開始,比較直觀。所以,多數Saber的使用者都采用這種方法進行仿真分析。但它有一個不好的地方就是仿真分析設置和結果觀察在兩個工具中進行,在需要反復修改測試的情況下,需要在兩個窗口間來回切換,比較麻煩。

4系統仿真及實測

在Saber Sketch中完成原理圖。并進行DC/AC分析。

如圖4(a)為開關電源在220V交流輸入時的MOSFET驅動電壓波形仿真結果(b)為實測樣機MOSFET驅動電壓波形。作為專業級開關電源仿真軟件,Saber在控制環路設計上,能夠真實且直觀的檢驗設計的穩定性。

如圖5(a)為開關電源電流采樣電阻上的電壓波形的仿真結果(b)為實測波形。涉及開關電源部分器件選型的重要參數也同樣可以通過仿真波形得到,例如開關器件MOSFET額定工作時通態最大電流等參數,同樣可以從仿真波形中得出。

5結束語

在電路設計初期,借用Saber的電路級仿真可以很直觀的對開關電源電路設計進行的評估,并在控制環路的設計上會有很大的幫助。在完成樣機的初步測試后,同樣可以借助仿真對電路功能進行校驗。該電路廣泛應用于小功率場合,具有體積小,成本低,結構簡單等優點。

(a)仿真(b)實測

圖4MOSFET驅動電壓波形

(a)仿真 (b)實測

圖5電流采樣電阻電壓波形

測試結果(圖5b)為220V,50Hz交流輸入時,實驗樣機測試波形。

參考文獻

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[2]王建秋,劉文生.Saber仿真在移向全橋軟開關電源研發中的應用,2009.

[3]張占松,蔡宣三.開關電源的原理與設計,2000.

[4]Saber.仿真中文教程.

[5]張煜.基于Saber的Boost APFC仿真分析及DSP實現.2009.

篇2

電氣工程及自動化

大功率開關電源的設計

一、

綜述本課題國內外研究動態，說明選題的依據和意義

開關電源的前身是線性穩壓電源。在開關電源出現之前，各種電子裝置、電氣控制設備的工作電源都采用線性穩壓電源。隨著電子技術的迅猛發展，集成度的不斷增加，計算機等各種電子設備體積越來越小而功能卻越來越強大，因此，迫切需要重量輕、體積小、效率高的新型電源，這就為開關電源技術的發展提供了強大的動力。

可以說，開關電源技術的發展是隨著電力電子器件的發展而發展的。新型電力電子器件的發展為開關電源的發展提供了物質條件。20世紀60年代末，耐高壓、大電流的雙極型電力晶體管（亦稱巨型晶體管，BJT、GTR）的問世使得采用高工作頻率的開關電源的出現稱為可能。

早期的開關電源開關頻率僅為幾千赫茲，隨著磁性材料及大功率硅晶體管的耐壓提高，二極管反向恢復時間的縮短，開關電源工作頻率逐步提高。到了1969年，終于做成了25千赫茲的開關電源。由于它突破了人耳聽覺極限的20千赫茲，這一變化甚至被稱為“20千赫茲革命”。

在20世紀80年代以前，開關電源作為線性穩壓電源的更新換代產品，主要應用于小功率場合。而中大功率直流電源則以晶閘管相控整流電源為主。但是，這一格局從20世紀80年代起，由于絕緣柵極雙極型晶體管（簡稱IGBT）的出現而被打破。IGBT屬于電壓驅動型器件，與GTR相比前者易于驅動，工作頻率更高，有突出的優點而沒有明顯的缺點。因而，IGBT迅速取代了GTR，成為中等功率范圍的主流器件，并且不斷向大功率方向拓展。

開關電源開關頻率的提高可以使電源重量減輕、體積減小，但使開關損耗增大，電源效率降低，電磁干擾問題變得突出起來。為了解決因提高開關電源工作頻率而帶來的負面影響，同樣在20世紀80年代，出現了軟開關技術。軟開關技術采用準諧振技術的零電壓開關（ZVS）電路和零電流開關(ZCS)電路。在理想情況下，采用軟開關技術，可使開關損耗降為零。正是軟開關技術的應用，使開關電源進一步向效率高、重量輕、體積小、功率密度大的方向發展。經過近30年的發展，對軟開關技術的研究可謂方興未艾，它已成為各種電力電子電路的一項基礎性技術。迄今為止，軟開關技術應用最為成功的領域非開關電源莫屬。

最近幾年，“綠色電源”這一名詞開始進入人們的視野。所謂“綠色”是指，對環境不產生噪聲、不產生電磁干擾，對電網不產生諧波污染。為了提高開關電源的功率因數，降低開關電源對電網的諧波污染，在20世紀90年代，出現了功率因數校正（Power

Factor

Correction——PFC）技術。目前，單相PFC技術已比較成熟，相關的控制芯片已在各種開關電源中廣泛應用，相比之下三相PFC技術則還處在起步階段。

高頻化是開關電源輕、薄、小的關鍵技術，國外各大開關電源制造商都在功率鐵氧體材料上加大科技創新，并致力于開發新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的損耗，以提高在高頻率和較大磁通密度下獲得高的磁性能。另外，電容器的小型化和表面粘著（SMT）技術的應用為開關電源向輕、薄、小型化發展奠定了良好的技術支持。目前市場上出售的采用雙極性晶體管制成的100千赫茲開關電源和用場效應管制成的500千赫茲開關電源雖已使用化，但其工作頻率還有待進一步的提高。

模塊化是開關電源發展的總體趨勢，可以采用模塊化電源組成分布式電源系統，實現并聯方式的容量擴展。

選擇本課題可以使我掌握開關電源的工作原理，進一步加深對開關電源的理解。并把所學的專業知識（包括單片機原理與應用技術、電力電子技術、大學物理、計算機輔助設計等）應用到具體實例中，有效地鞏固所學的基礎理論知識，真正做到學有所用。

二、研究的基本內容，擬解決的主要問題：

1、研究的基本內容包括：開關電源的工作原理，大功率開關電源中普遍采用的全橋型電路及其驅動電路以及高頻變壓器的設計與制作等。

2、計劃將此系統分成四部分——功率因數校正（PFC）電路、輔助電源模塊、主電路以及控制電路。

3、功率因數校正電路用來提高整流電路的功率因數，防止大量的諧波分量涌入電網，造成對電網的諧波污染，干擾其它用電設備的正常運行。

4、輔助電源模塊用來為控制電路提供電能。擬用單片集成開關電源芯片（TOP204）來實現。

5、控制電路用場效應管集成驅動芯片IR2155,驅動全橋電路。

6、主電路的設計主要包括高頻變壓器的設計和全橋型電路中功率管的選型。

三、研究步驟、方法及措施：

步驟：

（1）查閱相關的技術資料，制定初步的方案；

（2）利用適當的計算機輔助設計軟件（如Proteus、PI

Expert

6.5、Multism等）對設計方案進行模擬仿真；

（3）四個模塊設計的先后順序為功率因數校正電路、輔助電源模塊、控制電路和主電路。

方法：化繁為簡，將整個系統分解成四個部分，方便設計、調試。對局部電路預先進行仿真，對結果有所預期。

措施：查閱于畢業設計有關資料和文獻（圖書館、超星電子圖書閱覽室等）。經常與指導老師取得聯系，一起探討有關電路的設計方案等問題。

四、參考文獻

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康華光.

電子技術基礎.模擬部分（第五版）[M].北京：高等教育出版社，2005.

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翟亮，凌民.基于MATLAB有控制系統計算機仿真[M].北京：清華大學出版社，2006.

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劉國權，韓曉東.Protel

DXP

電路原理圖設計指南[M].北京：中國鐵道出版社，2003.

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關 鍵 詞 開關電源；有源功率因數校正；單周期控制

中圖分類號：TM46 文獻標識碼：A 文章編號：1671—7597（2013）022-040-1

開關電源廣泛的應用于工業、通信、電力、軍事、生活等各個領域。隨著越來越多的開關電源接入電網，其對電網的諧波危害日益嚴重，嚴重影響了電網的安全運行，降低電源的使用效率。采用有源功率因數校正技術（Active Power Factor Correction，APFC），實現開關電源的“綠色化”，降低電源對電網的諧波污染是電源接入電網的必要前提。

采用單周期控制的有源功率因數校正技術，能夠將輸入電流的波形校正為與輸入電壓同相的正弦波，提高整個系統的功率因數，降低電源對電網的諧波污染。

1 單周期控制的APFC技術

APFC技術的基本原理為在不可控整流橋與濾波電容之間加入一個合適的功率變換電路，常用的為BOOST變換電路或者BUCK電路，通過控制變換電路中開關管的通斷，來控制電感電流的大小，進而控制交流側輸入電流的大小，將輸入電流校正成為與輸入電壓同相的正弦波。

采用單周期控制技術，通過設置輸出濾波電容大小，可以使得輸出電壓基本保持不變。圖1為采用單周期控制的Boost型APFC電路的原理框圖。

2 關鍵參數設計

電路的實驗條件如下：額定功率250 W，輸入單相交流電壓120 V～250 V，頻率50 Hz，輸出直流電壓400 V，開關頻率50 KHz。以下為電源中關鍵參數的設計。

2.1 升壓電感設計

在BOOST電路中，升壓電感主要起到儲能作用。在Ton期間，L上的電壓為Ui，電流增量為 ，在Toff期間，L上的電壓為Uo-Ui，電流減少量為IL（-），其中：

2.2 輸出濾波電容設計

輸出電容的選擇應考慮以下因素：輸出電壓的大小及紋波值等效串聯電阻的大小，容許溫升等眾多因素。此外，在輸入交流電斷電的情況下，電容容量足夠大以保證一定的放電維持時間。在這些需要考慮的因素中，電容維持放電的時間需要的電容值最大，即電容只要滿足放電時間，就能滿足其他的要求。

考慮到電解電容存在ESR的作用，因此采用多只電解電容并聯使用。

3 仿真實驗分析

使用MATLAB/Simulink對上述設計的電源電路進行仿真分析，對電路參數進行優化與改進，可以看出，由于BOOST變換器前端采用不控整流加大電容濾波電路設計，只有當電源電壓絕對值高于電容電壓時二極管才能導通，從而有電流流過，其他時間二極管截止，電容放電，輸入電流為零。因此，當輸入電流為尖峰狀，其中含有大量的奇次諧波，且與輸入電壓不同相，此時電源對電網造成嚴重的諧波污染，且電源的功率因數很低。而采用單周期控制技術，迫使輸入電流跟隨輸入電壓變化，使二者均為正弦波，且二者同相位，輸入電流中含有的諧波大多為幅值較小的高次諧波，低次諧波的含量很少，大大減少了電源對電網的諧波污染，電源的功率因數可以達到0.99以上，提高了電能的利用率。

4 結論

基于單周期控制技術，對BOOST型APFC電路的關鍵參數進行了設計，并使用MATLAB/SIMULINK完成了電路的仿真實驗。實驗結果表明，采用單周期控制的有源功率因數校正技術，可以有效的將開關電源中輸入電流的波形校正為與輸入電壓同相的正弦波，大大減少了電源對電網的諧波污染，提高了系統的功率因數。電路具有響應快、控制效果好、容易實現等優點，具備很強的實用性。

參考文獻

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篇4

【關鍵詞】Saber軟件 脈沖電源 射頻開關

Saber是美國Analogy公司開發現由 Synopsys公司經營的系統仿真軟件，為復雜的混合信號設計與驗證提供了一個功能強大的混合信號仿真器，兼容模擬、數字、控制量的混合仿真，現已成為混合信號、混合技術設計和驗證工具的業界標準，可用于不同類型系統構成的混合系統仿真，與其他電路仿真軟件相比，其具有更豐富的元件庫和更精確的仿真描述能力，仿真真實性更好，便于分析產品設計可能遇到的問題，對于降低開發費用、縮短開發周期等十分有用。

射頻開關是射頻通信中常用的鏈路切換器件，其頻率范圍從DC到40GHz可以做到全覆蓋，除了其射頻性能以外，驅動方式及其性能也是其重要指標之一；在進貨檢驗或初次使用時，都要對其做一個全面的考核；為了精確測量評估射頻開關驅動性能，要求提供脈沖電壓幅度、寬度和頻率可調的精密脈沖電源；本文提出了一種用于射頻開關驅動性能測量評估的高精度數字可調脈沖電源的解決方案，并把利用saber軟件的仿真參數移植到脈沖電源樣機設計，實驗結果達到了預期效果。

1 脈沖電源技術指標

本文介紹的用于射頻開關供電的數字可調脈沖電源的主要設計指標：

輸入電壓：AC（220±10%）V /（50±10%）Hz；

脈沖輸出電壓范圍： 0V～35V；

脈沖輸出電壓調節分辨率：0.1V；

脈沖輸出電壓紋波：≤50mV；

脈沖輸出電流：≤450mA；

脈沖電壓頻率：0Hz～1kHz；

脈沖電壓上升/下降延遲時間：≤45?s。

2 脈沖電源解決方案

自高頻開關電源問世以來，已在電子、通信、電氣、能源、航空航天、軍事以及家電等領域作為解決方案廣泛應用，并隨著電力電子器件的不斷發展，高頻開關電源以效率高、體積小和快速響應等特點逐步取代了線性電源，但在某些對直流電壓紋波要求極高的場合，線性電源以低紋波、電磁干擾小等特點具有很大優勢。

由于脈沖電源輸出電壓紋波要求高，為滿足設計指標要求，本文采取了線性電源和微控制器方案來實現。原理框圖見圖1所示。

從圖1可以看出，脈沖電源按照線形電源原理設計，其工作原理為：首先PC機下發脈沖電壓幅值和脈沖寬度，MCU接收到控制指令后，根據脈沖電壓幅值選擇變壓器匝比，為三端穩壓芯片提供合適的輸入電壓（5-40V），同時下發脈沖電壓幅值指令給D/A芯片，D/A輸出電壓與三端穩壓芯片輸出端反饋電壓通過運放比較，從而驅動三極管來調節線形穩壓器LDO（LM317HV）調整端，形成閉環控制回路使線性LDO穩壓器的輸出電壓達到PC機下設的脈沖電壓幅值。其次MCU根據PC機設置的脈沖寬度控制PWM口驅動NMOS管，輸出滿足射頻開關要求的脈沖電壓幅值和寬度。

3 仿真模型搭建

Saber軟件中具有很大的通用模型庫和較為精確的具體信號器件模型，本系統依據脈沖電源解決方案，在Saber中選擇方案中具體選型器件搭建仿真模型，仿真器件如表1所示。

3.1 仿真模型搭建

按照設計解決方案，利用saber軟件搭建了仿真模型，如圖2所示：主要包括LM317HV輸出電壓調節電路、NOMS管浮地驅動電路、輸出電壓采樣電路和閉環控制器三部分。

3.2 LM317HV輸出電壓計算、D/A選擇以及反饋電阻計算

電壓輸出模塊主要采用 LM317HV 芯片完成轉換輸出。由于LM317HV芯片的輸入電壓一般要比輸出電壓高3V（即有3V的壓降），輸出端的最小電壓為1.25V，為了使脈沖電源能輸出0-35V電壓，要求其輸入Vin接 40V 的電壓，同時把LM317HV芯片的ADJ 端口引入閉環反饋環路，通過D/A轉換器芯片的輸出電壓Vda與反饋采樣電壓進行比較，使LM317HV的輸出端電壓降為0V。輸出電壓取決于閉環回路中三極管Q1集電極電壓Vc，計算公式為：Vdc=1.25+Vc。詳細電路如圖3所示。

由于本設計輸出的電壓為0V 到35V 之間，步進電壓為0.1V，為了保證調節精度，選用5V/12位DAC7802作為基準參考，考慮噪聲干擾因素，按照10位的有效精度考核，最小分辨率為0.00244V，即滿足系統0.1V調節精度要求，反饋電阻精度0.01%，當R1采用1.8歐時，R2=6R1，即R2為10.8歐，滿足脈沖輸出35V電壓要求。

3.3 仿真和樣機實驗結果

本文針對額定電壓為12V/450mA的射頻開關，對輸出0.1V和12V的仿真結果和樣機實驗結果進行了對比。

圖4為仿真輸出0.1V/100ms脈沖電壓，脈沖幅值為0.10025V，上升沿為12.175us，下降沿為8.4626us，脈沖寬度為0.099986s。

圖5為樣機實驗輸出0.1V/100ms脈沖電壓，脈沖幅值為0.09725V，上升沿為31.2us，下降沿為26.9us，脈沖寬度為0.09999s。

圖6為仿真輸出12V/100ms脈沖電壓，脈沖幅值為11.99V，上升沿6.0126us，下降沿為4.8586us，脈沖寬度為0.099988s。

圖7為樣機實驗輸出12V/100ms脈沖電壓，脈沖幅值為11.99V，上升沿為43.93us，下降沿為42.13us，脈沖寬度為0.1000s。

該樣機在帶額定電壓為12V/480Ma的射頻開關時，輸出的100ms的脈沖電壓符合設計要求，已成功用于某射頻開關測試設備產品。

4 結束語

本文根據某射頻開關測試產品的要求，設計了一種射頻開關供電脈沖電源。利用saber庫中元器件建立了脈沖電源電路仿真模型，并以同樣參數元器件設計了實驗樣機，仿真和實驗結果基本一致，脈沖電壓的動態響應和精度都達到了預期效果。采用saber仿真輔助產品設計，減少了實驗樣機開發輪次，縮短了產品開發周期，同時降低了設計成本。可見saber輔助仿真建模是未來開關電源設計必不可少的軟件工具之一。

參考文獻

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作者簡介

王生范（1980-）， 男，工程師。

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【關鍵詞】離線式;PWM開關電源;傳導電磁干擾;分析

前言

隨著科學技術的巨大進步，社會環境當中的電力電子裝置也得到了廣泛的普及應用，而這些設備在使用的過程中必然會產生較強的電磁干擾現象，反過來，這些干擾現象又會對設備本身的穩定運行帶來不同程度的影響。從以往的研究資料中可以看到，通過研究電力電子裝置的電磁干擾源及其特征，有助于改善電力電子裝置的電磁兼容性能，從而有效削弱設備開關電源傳導電磁現象，保證電力電子設備的穩定運行。

一、針對開關電源傳導電磁干擾源及其相關內容的分析

離線式PWM開關電源裝置是一種抗噪性較強的裝置，它具備一定的經濟性與實用性特征，在工程中的應用極為普遍。從總體來看，欲想要研究PWM開關電源傳導電磁干擾，則首先要明確開關電源傳導電磁干擾源及其在主電路中的作用機理?；诖?，構建一種包含有功率半導體器件以及無源元件等內容的高頻電路模型，并對該模型進行電磁干擾的模擬分析，從而對其性能做以了解，以便于在實際操作中能夠有效避免開關電源傳導過程的電磁干擾現象。

（一）離線式PWM開關電源傳導電磁干擾源

鑒于實際電力電子裝置中半導體器件的開關瞬態性能、電路連線的三維結構以及無源器件的非線性等因素的影響，如若直接對其進行精確的描述則就會遇到較大的阻礙，因此，構建一種包含有功率半導體器件以及無源元件等內容的高頻電路模型的方法對實際裝置的電磁干擾發射還很難進行準確的預測[1]。

（二）電磁干擾源及其模型特征分析

從專業的角度來看，電力電子裝置中的開關器件的非線性是致使其產生電磁干擾的主要根源。鑒于各類型裝置中所選用材料較為特殊，往往在實際使用的過程中，可以忽略這一電磁干擾現象，但并不意味著此類型的干擾不會對設備的正常運作產生影響。通過理論分析可知，高頻功率開關器件是傳導電磁干擾源，通常會在開關瞬間產生電磁干擾[2]。離線式PWM開關電源的傳導干擾源以及耦合途徑有著直接關聯，而且，開關電源在受到典型傳導干擾源作用時，則會呈現出干擾耦合通道的狀況。由此可以了解到，若想要有效避免離線式PWM開關電源傳導電磁干擾，則要從其機理及特征著手來操作。

二、有效避免開關電源傳導電磁干擾的措施分析

（一）淺析離線式PWM開關電源傳導電磁干擾的特性

經分析，離線式PWM開關電源傳導電磁干擾的特性較為突顯，即離線式PWM開關電源傳導電磁干擾數據可以通過測算模擬環境中的干擾源及其參數來獲取，因此，探究避免PWM開關電源傳導電磁干擾的有效措施之一便是通過其干擾特性來將其避免。基于離線式PWM開關電源傳導電磁干擾的特性，提出了一種測量交流電機傳動系統中電磁干擾耦合途徑特性的方法，即得出傳導干擾耦合通道的特性[3]。

（二）探究避免PWM開關電源傳導電磁干擾的合理措施

在建立高頻電路仿真模型過程中，在上文中所提到的一種包含有功率半導體器件以及無源元件等內容的高頻電路模型的方法，通常需要將各個元器件單獨進行建模，而對元器件間實際存在的高頻耦合效應未予以考慮，這種簡化處理有時會嚴重影響對電磁干擾的正確理解和分析，同時，也不利于指導設計人員進行技術調試[4]。

因此，探究一種有效避免離線式PWM開關電源傳導電磁干擾的可行性措施極為必要。從現實情況來看，開關電源傳導電磁環境呈現一種動態的變化趨勢，隨著因素及條件的變化而發生細微的變化。因此，通過構建模型來探究避免產生電磁干擾的方法有一定的現實意義。從測算數據中可以了解到，開關電源傳導電磁干擾的特征較為明顯，只有針對其特征變化情況來采取必要的措施來改善，才能對開關電源傳導機制的正常操作帶來實質性幫助。

三、結束語

綜上所述，從以上所分析的情況來看，由于離線式PWM開關電源中高速功率開關器件在應用時能夠產生瞬間的電流、電壓，則會對電力資源通道中的電流以及電壓造成一定的影響。在實際的電網環境中，這種類型的開關電源傳導電磁干擾普遍存在。經系統的分析與驗證可知，通過將開關電源置于不同的占空比狀態，經模擬實驗操作過程可以了解到，通過測量開關電源在擬定干擾源時的傳導狀態，能夠進一步明確其傳導特征，最后，憑借在模擬實驗中所得出的開關電源傳遞特征，得出阻隔傳導干擾的有效方法，為實踐操作帶來啟示。

參考文獻

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[2]余凱，廖惜春.反激式開關穩壓電源傳導干擾研究[J].通信電源技術，2012，02（02）：12-14.

篇6

關鍵詞：振蕩器；開關電源；鋸齒波振蕩器；基準電壓

近年來，開關電源芯片被廣泛應用于通信電子產品的電源供電系統。目前，開關電源主要采用PWM控制電路，鋸齒波振蕩器是PWM控制電路的核心功能部件。在電源電壓、溫度、工藝和環境負載變化或者漂移的條件下，要求振蕩器能夠產生頻率穩定的信號輸出。許多鋸齒波振蕩器雖然具有穩定性好、精度高的特點，但受環境溫度和電源電壓影響較大，基于以上要求，本文設計一種鋸齒波產生電路。

1 電路結構及原理

1.1 電路整體框架及原理

圖1為RC振蕩器的原理圖。本文提出的鋸齒波振蕩器主要由三部分構成，一部分是基準產生的電流I1和I2，一部分由電容C和開關K1、K2組成，最后一部分是控制電路。

該電路利用基準源產生的電流I1對電容C進行充電，利用電流I2進行放電，從而產生對開關K1和K2的控制信號。

產生脈沖的工作過程如下：假設輸出信號Um為低電平，使開關管S1導通，S2關斷。這時電流I1對C進行充電，使a點電壓Ua升高，經過控制電路作用后，使輸出信號Um變為高電平；然后，Um使開關管S1關斷，S2導通，電流I2對C進行放電，使a點電壓Ua降低，輸出Um又變為低電平。電路如此反復循環工作，便在輸出端產生振蕩信號，Ua是產生的鋸齒波信號。

1.2 具體電路設計實現

振蕩器實際電路結構如圖2所示，其中Uref引腳輸入的是來自帶隙基準的參考電壓，Um是輸出給后級的最大占空比信號，Uout是所要求的鋸齒波輸出信號。

圖1中的開關S1、S2分別由PMOS管VT4和VT5代替。因此，圖1中的倒相器在具體電路中便不需要實現。在集成電路中不易直接實現精確的電流源，所以先產生一個精確的參考電壓Uref，然后通過一個U-I變換電路，產生兩個精確的充放電電流I1和I2。圖2中的電阻R是外接的精密電阻，電路中運放將B點電位鉗位在參考電壓Uref，因此流過R的電流為

假設振蕩器輸出信號Um初始值為低電平，VT4打開，VT5關斷，電流通過VT4流到電容，電容進行充電。此時Ua低于VH，COMP1輸出高電平，Ua高于VL，COMP2也輸出高電平，Um保持低電平。直到C的電壓上升到高于VH一點，COMP1輸出低電平，使得Um翻轉為高電平。此時VT5打開，VT4關斷，電流通過VT5，電容C通過VT6支路進行放電，逐漸減小。直到C的電壓降低到低于VL一點，COMP2輸出低電平，Um翻轉為低電平。電路如此循環，在輸出端產生振蕩信號。

如圖3所示，門限電壓是由Uref1對Uref2產生，Uref1對Uref2是來自基準模塊的電壓，不隨溫度和電源電壓變化，所以VH和VL基本保持恒定。

1.3 輸出頻率的計算

不同的充放電電流決定了輸出高低電平的不同脈寬，所以決定了方波信號的占空比。具體原理如下：

在一個充放電周期內設電容的充電時間為Tr，放電時間為Tf，電容充放電的周期為Ts，由電容的電流公式：

從而 Ts≈Tr

得到鋸齒波的下降沿近似垂直。通過調整電容C或者R的大小，可以得到預期的鋸齒波振蕩周期為Ts=7.6μs，即振蕩器的周期為132kHz。其中VH和VL都是由基準電壓而得到的，故不隨外界條件變化，從而使振蕩頻率不受電源電壓和溫度的影響而維持恒定。

2 仿真結果與分析

此電路采用TSMC 0.5μm工藝實現，用Spectre進行仿真。在5.8V電源輸入，27℃環境溫度下，圖4是振蕩器產生的鋸齒波信號以及最大占空比輸出信號，由仿真結果可知鋸齒波的頻率精確控制在132kHz，且上升沿線性度好，下降沿陡峭，最大占空比達。

表1給出了振蕩器在不同電源電壓和溫度下的振蕩周期仿真結果，由表格所示結果可知，振蕩頻率最小為129kHz，最大為135kHz。頻率漂移范圍在±3%內，可見頻率隨電源電壓和溫度變化的影響較小，振蕩器的精度較高。

參考文獻

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[3] 張占松，蔡宣三。開關電源的原理與設計(修訂版)。北京：電子工業出版社。2006. 81-86.

篇7

關鍵詞 LM5117；降壓型開關穩壓電源；閉環控制

中圖分類號：TN492 文獻標識碼：B

文章編號：1671-489X（2017）06-0036-03

Abstract This system design chooses LM5117 chip and CSD18532-KCS MOSFET of TI Company as control core voltage stabilizing system， and builds a stable and efficient buck type DC switching power supply. It uses the closed-loop feedback control voltage， im-proving the stability of output voltage. Design reduces the output ripple voltage， selecting the appropriate switching frequency com-pensation and loop network to enhance the stability and load capa-city， make output voltage more stable.

Key words LM5117； Buck DC； feedback control

1 引言

開關電源憑借其相對于線性電源的體積小、效率高、可靠性強的優點，在越來越多的場合得到應用。傳統的PWM開關電源電路結構復雜，開關頻率低，電源功耗高，紋波系數大。隨著對開關電源性能要求的不斷提高，傳統的PWM開關電源逐漸不能滿足性能要求，隨著半導體技術的迅猛發展。模塊化的開關電源控制芯片的優越性能得到越來越廣泛的應用，工作頻率高，紋波系數小，帶負載能力強，便于調試。TI公司生產的軍工級新型同步降壓控制器LM5117就是優秀代表。

2 LM5117介紹

LM5117是一款同步降壓控制器，適用于高電壓或各種輸入電源的降壓型穩壓器應用。其控制方法基于采用仿真電流斜坡的電流模式控制。電流模式控制具有固有的輸入電壓前饋、逐周期電流限制和簡化環路補償功能。使用仿真控制斜坡可降低脈寬調制電路對噪聲的敏感度，有助于實現高輸入電壓應用所必需的極小占空比的可靠控制。LM5117的工作頻率可以在50～750 kHz范圍內設定?？衫米赃m應死區時間控制來驅動外部高邊和低邊NMOS功率開關管（《LM5117技術手冊》）。

3 方案描述

為滿足題目要求，本系統能夠處理兩種輸入信號：16 V直流輸入電壓、外部負載R。通過人工方式在兩種輸入信號之間進行功能的切換，然后通過LM5117為核心的穩壓電路，分別實現16 V輸入、5 V恒壓輸出，負載R可變輸入、1～10 V電壓輸出這兩種功能。同時利用采樣電阻采集電流信號交給比較器控制，進行過流保護，提高系統可靠性。整體設計框圖如圖1所示。

4 方案設計

降低紋波 本系統采用加強輸入輸出的LC濾波網絡，輸入輸出信號在送到對應端口之前均采用多個電容并聯，大大降低紋波電壓；輸出端的LC濾波網絡選用較小電感（10 μH），降低電路功耗，有助于提高電源效率；輸出端采取C1和R21阻容吸收網絡，消除尖峰[1]。

負載R檢測 本系統使用LM358構成的恒流源電路[2]，將負載R的阻值轉化成電壓差分信號送入INA118儀表放大器進行放大，經恒流源轉化后差分信號Ud與負載阻值R之間滿足題目要求計算公式：Ud=R/1k（V）。

Ud被放大后通過運放，成為VOUT輸出。

負載R檢測如圖2所示。其中，U1A構成恒流源，RL為待測負載R（仿真電路中條件RL=5k），U2的INA118P為儀表放大器[3]，處理恒流源轉化的電壓差分信號R3/R5和R6/R4分別構成的分壓電路和比例電路。

穩壓控制 本系統采用以LM5117芯片為核心的穩壓電路，內部高增益誤差放大器產生一個與FB引腳電壓和內部高精度0.8 V基準之差成正比的誤差信號。選取合適的RCOMP、CCOMP和CHF構成π型環路補償元件，連接至COMP引腳的誤差放大器。選取合適的反饋調節網絡，使輸出電壓穩定到需求值[4]。

過流保護 LM5117芯片的UVLO端口是欠壓鎖定編程引腳。當UVLO引腳低于0.4 V時，穩壓器處于關斷模式，所有功能被禁用。如果UVLO引腳電壓高于0.4 V并低于1.25 V，穩壓器隨VCC穩壓器運行而處于待機模式，此時SS引腳接地，且HO和LO輸出端不會切換。決定利用這一特性，使工作電流超過額定電流時強制拉低UVLO口的電壓至0.4 V～1.25 V之間，將LM5117芯片置于待機狀B。

采集輸出電流，將取樣電壓與達到額定電流時的電壓進行比較，將比較結果使用CD4013進行鎖存，并反接肖特基二極管SS14，使過流時的UVLO端口鉗位到0.7 V，達到過流保護的效果[5]。過流保護如圖3所示。主電路整體原理圖如圖4所示。

5 測試方案與測試結果

首先，將本系統與外部直流電源相連接，調節直流電源輸出電壓，使得系統輸入UIN=16 V，保持恒定。調節負載大小，當IO=0.2IOMAX，記錄UO，即為輕載輸出電壓；當IO=IOMAX，記錄UO，即為滿載輸出電壓，計算負載調整率SI。

其次，調節直流電源輸出電壓，當系統輸入UIN=13.6 V和UIN=17.6 V時，分別記錄UO13.6V、UO17.6V，計算電源電壓調整率SV。

再次，調節直流電源輸出電壓，使得系統輸入UIN在13.6～17.6 V范圍內變化，在其中選取5組不同輸入電壓值進行測量。記錄不同輸入電壓UIN分別對應的輸入電流IIN、輸出電壓UO以及輸出電流IO，計算轉換效率η。

最后，調節直流電源輸出電壓，使得系統輸入UIN=16 V，保持恒定。改變外接待測電阻R大小，測量并記錄不同阻值下對應的輸入電流IIN、輸出電壓UO以及輸出電流IO，計算轉換效率η。

測試結果如表1～表4所示。

經測試，本系統能夠完成題目所有的設計性能要求。并且在負載調整率及轉換效率方面均優于設計要求。

6 結論

通過一系列功能測試，本系統以LM5117為核心設計穩壓電路，實現16～5 V的DC-DC電壓變換，同時能夠檢測外接負載R大小并根據一定的公式調節輸出電壓。經測試，系統能夠實現所有要求，并提高電源效率達到91%以上，負載調整率降至0.4%，同時將紋波電壓峰峰值控制在20 mV

以內，是一款性能優良的降壓型直流開關穩壓電源。

參考文獻

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篇8

【關鍵詞】電解電容；驅動電路；有源紋波補償；保護電路

1.前言

LED（發光二極管）為新一代的綠色照明光源，具有節能、環保、高亮度、長壽命等諸多優點。它不僅是照明光源的新寵，也與人們的生活戚戚相關。因此，研制長壽命的驅動電源，構建高效率、低成本、高功率因數和是LED燈發光品質和整體性能的關鍵，也是LED照明技術發展的需要。據不完全統計現有的白熾燈泡壽命比LED燈少約40倍。因為發光二級管不僅是直流電流驅動器件，也是光電轉換器，有將光電轉換的功能。它的作用主要是通過流動電流，將電能轉變為光能，所以其優勢是比一般的光源的節能效率和工作壽命都要高。但是，在LED驅動電源的整流電路和濾波電路中一般需要使用大容量的電解電容。電解電容器的壽命一般為l05℃/2000h，就是說當電容周圍溫度升高到105℃時其壽命只有84天，即使工作在溫度為85℃的環境中，使用壽命也僅為332天，所以電解電容是阻礙LED驅動電路壽命的主要原因。為了提高驅動電源的壽命，有必要去掉電解電容，為此文中提出一種無電解電容的高亮度LED驅動電源。

2.LED驅動電路的工作原理

3.LED驅動電路的具體設計

3.1 輸入電路的設計

3.1.1 EMI濾波器的設計

3.4 有源紋波補償電路的設計

3.4.1 有源紋波補償理論

因為現有的LC濾波電路無法完全濾除紋波，而且電容量小的電容濾波效果更差，所以傳統的開關電源輸出波紋大，若流過LED的電流紋波過大將不僅影響了LED的光效，而且影響LED的光衰，特別是電解電容由于它的使用壽命短，從而嚴重的縮短了開關電源和LED的使用壽命。因此，從研究小電容量入手、以輸出紋波小、能量變換效率高為內容，以使用的安全性和長期性為目的，構建新型驅動電源，是十分重要的和必要的，是當前急需解決的問題，具有一定的科學性和可靠性。

文獻[4]在總結主輔補償電路的基礎上，采用線性電源對電感紋波電流進行補償的方法，其電路結構如圖8所示。通過檢測電阻R1的電壓來檢測電感紋波電流，放大器輸出與電感紋波電流反向的補償電流通過電阻R5將電感紋波電流補償。該電路通過用電阻匹配來解決紋波電流補償問題，容易實現；并且省去電解電容，使得電源的使用壽命能夠延長。

3.4.2 有源紋波補償電路的設計與仿真

如圖9所示，有源紋波補償電路由三極管，運算放大器A1，A2，和電感電流檢測電阻組成。其原理是通過檢測電感兩端的電流，通過運算放大器A1和A2比較后控制三極管的開關實現電流的補償。

4.結束語

目前LED驅動電路中，影響驅動電路整體壽命的主要因素是儲能電容，所以本設計采用線性電源抑制輸出波紋，達到減小儲能電容的電容量的目的，因此可以在不增加輸出波紋的情況下采用壽命長的薄膜電容取代電解電容，從而提高LED驅動電路的整體壽命。從仿真結果來看，采用以有源紋波補償后，電路運行穩定，各項指標滿足要求，這說明此方法能夠有效的提高了驅動電路的使用壽命。

參考文獻

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篇9

[關鍵詞]單片機；控制；恒流測試系統；系統設計

[DOI]1013939/jcnkizgsc201619057

通過將恒定的電流施加到超級電容器上，充放電實驗超級電容器，對超級電容端隨時間改變的規律進行研究，超級電容在不同電流下的小串聯電阻和容量等都能夠非常有效地得到。因此，在單片機的基礎上設計控制恒流測試系統是非常必要的。

1設計硬件電路

11系統的組成及工作機理

該系統主要由恒流充放電主電路、開關電源供電電路、電流電壓檢測電路及PIC控制系統構成。將典型的正激雙管式拓撲結構應用到開關電源電路中，TL494脈寬調制控制器為基本的控制芯片，經過采樣反饋回路，獲取輸出電壓，對脈寬寬度大小進行改變，對開關管導通時間實施調節處理，進而確保輸出電壓的穩定。

12充放電柱電路系統

充放電柱電路主要由兩部分組成，即有源電子負載和恒流源，通過恒流源為超級電容器充電是其基本思想，然后，超級電容器再利用恒流形式下的有源電子負載進行放電，對于充放電功能的自動轉換，由繼電器完成控制。

恒流源用圖中的虛線框表示，有源電子負載用右虛線表示，繼電器為KA1和KA2，由單片機控制它們的狀態。在進行充電時，閉合KA1，斷開KA2，將供電電路接通，將超級電容器中的電充滿，將功率器和耗能電阻應用到回路中將電能消耗掉。單片機利用輸出低電平和高電平，對開關KA1和KA2的通、斷情況進行控制，完成恒流放電和恒流充電的轉換，也就是有源電子負載功能和恒流源之間的相互轉換。

在設計恒流源電路時，對開關的狀態，用運算放大器控制功率管進行掌控，確保穩流功能的實現，有高精度的大電流存在于這種電路中，對相關的設計要求予以滿足。圖1為此電路的模型圖。

圖1充放電柱電路系統

其中控制電壓用Ui表示，輸出電流為Io，運放為A1和A2。由單片機完成控制電壓Ui的輸出，由用戶完成大小的設定。Ui向著A1中輸入，在放大之后，對MOS管的導通程度進行控制，進而生成輸出電流Io。在采樣電阻Rs上輸出電流會生成采樣電壓，通過放大向著運放A1的反向輸入端中反饋，然后合理調整其中的輸出電流，進而發揮出穩流的功能。把采樣電阻上獲取的采樣電壓向著單片機中輸入，利用數據的處理，最后，二次調整輸出控制電壓。

按照虛斷和虛短的規律，能夠將輸出電流和控制電壓之間的關系推導出來，用恒流模式下的電子負載放電作為超級電容器放電測試的主要構成部分。有效的結合起有源地碼字負載和恒流遠電路，通過繼電器和少量的電路的掌控，實現恒流放電和恒流充電的功能切換，進而提升工作效率，大大地節省投入成本。

13控制系統

在對電路進行控制時，將PIC16F877A作為主控芯片的控制器，它的運行速度比普通的單片機要快上5倍左右，而且具備10位ADC轉換模塊和完善的時鐘模塊，此外與USART總線方式結合了起來，與上位機的通信可以有效地完成。

一個六位的端口為PIC單片機端口RA的主要特征。端口里面的RBA-RB7具備電平改變中的終止功能，在4×4矩陣鍵盤中斷響應端口中能夠發揮相應的作用，將輸出電流值、電壓限定值和電路工作方式利用矩陣鍵盤能夠設定出來，對于設定的輸出電壓限定值和輸出電流值用數碼管顯示出來。對MAX7219顯示控制芯片進行應用，有BCD碼編碼器存在于內片集成中，數據段驅動器、多元掃描電路等將八位顯示數據的靜態RAM存儲了進去，將八個七段共陰級數碼顯示管能夠一同的完成驅動處理，對較少的端口資源進行占用。

14分析供電電路

如圖2所示。輸入整流濾波器是由圖中的C1、C2、C3、C4和扼流Lab一同將輸入整流濾波器構造了出來，避免電網的干擾信號和開關電源互相干擾。由TL494對正激雙管式的兩個開關管進行掌控，然后確保D1與D2能夠一同被中斷，在輸入電壓值上籍位電壓，所以，將單管一半的耐壓值應用到開關管中就可以。將TL494作為控制驅動芯片，這種集成電路是由典型的固定頻率脈寬調制控制的，對于控制開關電源所需要的所有功能它都能夠包含于其中，可以當作半橋式、全橋式、單端正激雙管式開關電源的掌控系統。將TL431和4N34組合作為反饋采樣回路的光耦隔離器。

圖2供電電路

通過濾波電路，交流220V市電流利用整流橋向著300V的直流電壓轉變，之后利用通斷控制功率MOS，用高頻脈沖電壓取代300V電壓，然后，向著高頻變壓器中送入，再通過濾波、穩壓和流管整流，將48V的直流電壓輸出來。經過反饋回路，將部分輸出電壓向著TL494脈寬調制控制器中輸送，利用對輸出脈沖電壓脈寬寬度的大小進行改變，對功率MOS管的開通時間進行掌控，從而對輸出電壓進行調節控制，將穩壓的作用發揮出來。

2仿真設計放電主電路

篇10

【關鍵詞】開關電源；模糊控制；仿真

1仿真電路

1.1SG3525仿真電源模型SG3525是開關電源常用的控制芯片，其性能優良、功能齊全、通用性強，簡單可靠、使用方便靈活，輸出驅動為推拉輸出形式，增加了驅動能力；內部含有欠壓鎖定電路、軟啟動控制電路、PWM鎖存器，有過流保護功能，頻率可調，同時能限制最大占空比。個人認為SG3525的反饋輸入是有誤差放大器的，所以應該再加上誤差放大器ke，根據其數據手冊誤差放大器的開環增益典型值為75dB，由知。脈沖發生器PG2以及相關邏輯電路是為了將前面產生的一路PWM波分成兩路，來實現對橋路的雙極性控制。所以脈沖發生器PG2的頻率即是本設計電源工作頻率50kHz，而脈沖發生器PG1的頻率是PG2的兩倍即100kHz。而后面使用的Mux是為了讓兩路PWM波合成，已滿足UniversalBridge模型的輸入要求，SG3525仿真電源模型如圖1所示。摘要：詳細介紹了砌塊成型機上應用的一種新型振動系統的無極調速、自動變頻變幅智能伺服控制系統。關鍵詞：砌塊機；振動系統；伺服智能控制系統；自動變頻振動系統是砌塊成型機的核心，傳統第一代振動技術采用接觸器直接控制普通電機的運轉，電機轉速固定不變。一般砌塊成型機的生產周期為15s~20s，一個生產周期需要電機啟停4次，這樣的生產條件使制動裝置摩擦損耗大，接觸器易拉弧，電機使用壽命降低，設備維修成本增加，且還不能很好地適應多種原材料制品的成型生產。第二代振動技術采用變頻器控制，雖能解決多級調速問題，但變頻器高低速頻繁轉換及啟停，頻繁的加減速使變頻器容易產生炸機，因而需要延長變頻器加減速時間來降低產生故障的可能，導致設備生產周期變長，影響了生產效率和出現較多的能量消耗。以上兩種振動形式在同樣的轉速下，要改變振動系統激振力的大小，只能通過手工增減偏心振動塊的偏心質量來完成，費時費力極不方便。在目前砌塊機市場新常態下，如何創新，如何提高國內砌塊機的競爭力，一種振動系統的無極調速、自動變頻變幅智能伺服控制系統由此而生。1伺服振動系統原理4臺ABCD伺服電機各在其電機軸上通過機械裝置轉換聯接ABCD偏心振動塊，每兩臺為一組，組成振動臺，如圖1所示。為了敘述方便，ABCD可視為伺服控制器或電機或偏心振動塊。四臺ABCD伺服控制器通過編碼器等線路相對應的聯接四臺ABCD伺服電機，給ABCD伺服4臺控制器建立一個閉環通訊網絡，圖中C為速度主機，B為速度從機，D為角度主機，A為角度從機。速度主機C的速度數值（如4000r/min）由計算機或觸摸屏輸入，經上位機與PLC的通訊傳輸到PLC內部地址，PLC再與伺服控制器C建立通訊，C號電機軸上的編碼器信號，通過該控制器的“編碼器信號輸出口”給定B號電機的控制器的“外部軸編碼器信號的接收口”。B號控制器進入跟從同步模式，實時與C號保持完全一致。伺服控制器C將得到的速度數值（如4000r/min）告訴B和D，D再轉告A;同理，角度主機D和A的相位角數值也建立起來了?？刂破魍ㄓ嶍憫熳x取相應的數值，其輸出頻率和電機的反饋頻率一致，誤差在0.01Hz以內，保證了控制器對電機在速度模式控制下的精確性，簡化接線及示意圖見圖2。

2找機械原點