電源濾波器范文
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導語：如何才能寫好一篇電源濾波器，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。
篇1
1.引言
開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，紋波系數通常要大一些，但是紋波系數又是開關電源的一項重要指標，如果紋波大就會影響電子電路的正常工作，出現信號源的不純凈，放大器噪聲與過載等問題。本文針對開關電源的紋波進行研究，并提出抑制開關電源紋波的方法。
2.開關電源的原理
開關穩壓電源的核心是電壓深度負反饋的脈沖寬度調制器，功率器件工作于開關狀態，因此功率低，效率高。開關電源因省去了笨重的工頻變壓器而使體積和重量都有不同程度的減少和減輕，被廣泛地應用在許多輸出電壓、輸出電流較為穩定的場合，開關電源的主電路圖如圖1。
圖1開關電源主電路圖
由電路圖可以看出，市電經整流濾波后變為311V高壓，經K1K4功率開關管有序工作后，變為脈沖信號加至高頻變壓器的初級，脈沖的高度始終為311V。當K1、K4開通時，311V高壓電流經K1正向流入主變壓器初級，經K4流出，在變壓器初級形成一個正向脈沖，同理，當K2、K3開通時，311V高壓電流經K3反向流入主變壓器初級，經K2流出，在變壓器初級形成一個反向脈沖。由于開關電源的工作原理，使其紋波噪聲不可避免，而開關電源發展的重要方向是高頻、高可靠、低紋波。為了抑制干擾紋波，減少在感應回路中的電壓，防止電源紋波影響下一級電路的性能有必要先分析一下開關電源紋波產生的原因。
3.開關電源紋波產生的原因
我們最終的目的是要把輸出紋波降低到可以忍受的程度，達到這個目的最根本的解決方法就是要盡量避免紋波的產生，隨著SWITCH的開關，電感L中的電流也是在輸出電流的有效值上下波動的。所以在輸出端也會出現一個與SWITCH同頻率的紋波，一般所說的紋波就是指這個。
另外，SWITCH一般選用雙極性晶體管或者MOSFET，不管是哪種，在其導通和截止的時候，都會有一個上升時間和下降時間。這時候在電路中就會出現一個與SWITCH上升下降時間的頻率相同或者奇數倍頻的噪聲，一般為幾十兆赫。
如果是AC／DC變換器，除了上述兩種紋波（噪聲）以外，還有AC噪聲，頻率是輸入AC電源的頻率，為50～60Hz左右。還有一種共模噪聲，是由于很多開關電源的功率器件使用外殼作為散熱器，產生的等效電容導致的。
4.開關電源紋波抑制方法
對于開關電源紋波，理論上和實際上都是一定存在的。為了實現開關電源的低紋波輸出，對低頻電源噪聲必須采取濾波措施；對于高頻噪聲，開關電源需要依靠功率器件對輸入直流電壓進行高頻變脈寬波斬波而后整流濾波實現穩壓輸出的。受功率器件開關損耗的限制，電源的開關頻率一般取20KHz-100KHz，開關頻率越高，電感電容越大，則輸出波紋越小。在其輸出端含有與斬波頻率同頻的高噪聲，其大小主要和開關電源的開關頻率及輸出濾波器的結構和參數有關。下面我們提出抑制或減少電源紋波的有效方法：
1．加大電感和輸出電容濾波
根據開關電源的公式，電感內電流波動大小和電感值成反比，輸出紋波和輸出電容值成反比。所以加大電感值和輸出電容值可以減小紋波。
同樣，輸出電容Co與紋波電壓Vp_p的關系：Co=Ipk（Ton+Toff）/8Vripple（p_p），可以看出，加大輸出電容值可以減小紋波。通常的做法，對于輸出電容，使用鋁電解電容以達到大容量的目的。但是電解電容在抑制高頻噪聲方面效果不是很好，而且等效串聯電阻（ESR）也比較大，所以會在它旁邊并聯一個陶瓷電容，來彌補鋁電解電容的不足。同時，開關電源工作時，輸入端的電壓Vin不變，但是電流是隨開關變化的。這時輸入電源不會很好地提供電流，通常在靠近電流輸入端，并聯電容來提供電流。
2．二級濾波，再加一級LC濾波器。
LC濾波器對噪紋波的抑制作用比較明顯，根據要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容構成濾波電路，一般能夠很好的減小紋波。但是這種情況下需要考慮反饋比較電壓的采樣點。采樣點選在LC濾波器之前，輸出電壓會降低。因為任何電感都有一個直流電阻，當有電流輸出時，在電感上會有壓降產生，導致電源的輸出電壓降低，而且這個壓降是隨輸出電流變化的。
采樣點選在LC濾波器之后，這樣輸出電壓就是我們所希望得到的電壓，這樣的缺點是在電源系統內部引入了一個電感和一個電容，有可能會導致系統不穩定。
3．開關電源輸出之后，接低壓差線性穩壓器（LDO）濾波。
這是減少紋波和噪聲最有效的辦法，輸出電壓恒定，不需要改變原有的反饋系統，但也是成本最高，功耗最高的辦法。任何一款LDO都有一項指標：噪音抑制比。對幾百千赫的開關紋波，LDO的抑制效果非常好。但在高頻范圍內，該LDO的效果就不那么理想了。
4．正確合理的印制電路板（PCB）布線
開關電源PCB排版是開發電源產品中的一個重要過程。
對減小紋波，開關電源的PCB布線也非常關鍵，許多情況下，一個在紙上設計得非常完美的電源可能在初次調試時無法正常工作，原因是該電源的PCB排版存在著許多問題。開關電源的紋波太大，或者開關電源產生的電磁干擾影響到其電子產品的正常工作，所以正確合理的電源PCB排版就變得非常重要。注意PCB的布局、布線和接地，可以減少開關電源波紋。
在選用濾波元件時，一般只說要滿足脈動要求，在安裝尺寸容許的前提下，采用較大的L較小的C或采用較小的L較大的C均可。但是在實際中需要考慮輸出電壓沖擊值及其動態響應特征，電感量愈大，沖擊值越大，動態響應也越大。
濾波器的計算式復雜的，在設計中，常常是按照一定的范圍選取L和C，通過在線路中試驗，測試各項指標，并根據測試值修正元件值，以選取合適的元件，電容器要選高頻性能好的無感聚苯乙烯電容、陶瓷電容、鋁電解電容等。
5.結束語
開關電源由于功耗小效率高，體積小，重量輕，穩壓范圍廣，電路形式靈活等特點，廣泛地應用于計算機、通信等各類電子設備。本文提出的抑制開關電源波紋方法我們在設計開關電源的時都有研究及使用，這些方法有各自的優缺點，選擇合適的方法關鍵是根據自己的設計要求，比如產品體積，成本，開發周期等。
參考文獻
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篇2
【關鍵詞】有源電力濾波器；諧波；補償；PWM變流器
隨著科學技術的發展，大量的電力電子裝置廣泛的應用于工業的各個領域，給工業帶來了翻天覆地的變化，但大量電力電子裝置的廣泛應用，同時也給電力系統這個環境帶來了嚴重的“污染”，其根本原因就是電力電子裝置是非線性負荷，在系統中運行會產生諧波，造成十分嚴重的危害。治理諧波污染已成為當今電工科學技術界所必須解決的問題，開發和研制高性能的諧波抑制裝置迫在眉睫。
有源電力濾波器（Active Power Filter）是目前研究比較深入的一種裝置，它是一種用于動態補償，既可抑制諧波，又可以補償無功的新型電力電子裝置，它能對大小和頻率都變化的諧波以及變化的無功進行補償，其應用可克服LC濾波器等傳統的諧波抑制和無功補償方法的缺點。
1.有源電力濾波器的基本原理
1）機理：通過一定的控制算法使有源電力濾波器發出與諧波源所產生的諧波的幅值相等，相位恰好相反的量，抵消諧波源中的諧波成分，使其剩下基波成分，其本質就是一個諧波源。
2）基本原理：最基本的有源電力濾波器系統構成圖如圖1[4]：
圖1中表示交流電源，負載為諧波源，它產生諧波并消耗無功。有源電力濾波器系統大體上由兩大部分組成，即指令電流運算電路和補償電流發生電路。其中指令運算電路的核心部分就是諧波和無功電流檢測電路，其主要作用就是檢測出需要補償對象電流中的諧波和無功等電流分量；補償電流發生電路由電流跟蹤控制電路、驅動電路和主電路三部分組成。其作用是根據指令電流運算電路得出的補償電流的指令信號，產生實際的補償電流，主電路多為橋式PWM變流器[1]。
圖1 并列型有源濾波器系統構成說明圖
2.有源電力濾波器的基本特點
1）動態補償，可對頻率和大小都變化的諧波進行補償，動態響應快。
2）補償諧波時所需儲能元件容量較小。
3）即使補償對象電流過大，APF也不會發生過載，并能正常發揮補償作用。
4）受電網阻抗的影響不大，不易和電網阻抗發生諧振。
5）能跟蹤電網頻率的變化，補償性能不受電網頻率變化的影響。
6）對較高次諧波濾除困難，需要與無源高通濾波器配合。
3.有源電力濾波器的設計
有源電力濾波器的設計大致可分為五個部分：
1）主電路設計
2）指令電流運算
3）電流跟蹤控制
4）直流電壓的控制
5）APF的控制方式
（1）主電路
作為主電路的PWM變流器，在產生補償電流時，主要作為逆變器工作，因此可稱為逆變器。但它不僅僅是單獨作為逆變器而工作的，當在電網向有源電力濾波器直流側儲能元件充電時，它就作為整流器工作，即它既可以工作在逆變狀態，也可工作在整流狀態，所以多以變流器稱之[5]。
在應用中主電路多以三相橋式變流器為主，三相橋式變流器又可分為電壓型和電流型兩種。而電壓型應用較為廣泛。隨著電力電子器件技術和控制技術的發展，先進的功率器件的應用給主電路性能帶來了很大變化。
常用的PWM變流器多為電壓型變流器，單個電壓型PWM變流器基本拓撲結構如下圖所示：
圖2 單個電壓型PWM變流器
基本拓撲結構圖
其中VT1～VT6表示電力電子功率器件，Udc表示直流側電壓。電壓型PWM變流器的基本特點是：
1）直流側為電壓源或并聯有大電容，在正常工作時，其電壓基本保持不變，可看作電壓源。
2）對電壓型PWM變流器，為保持直流側電壓不變，需要對直流側電壓進行控制。
3）電壓型PWM變流器的交流側輸出電壓為PWM波。
控制各個開關器件輪流導通和關斷，同時使另一個器件導通，就實現了兩個器件之間的換流，電路的環流方式分為180度導通型和120度導通型。
所謂180度導通型是指同一橋臂上、下兩管之間互相換流。而120度道通型是指在同一排不同橋臂的左、右兩管之間進行的。但180度導通型應該注意防止上、下橋臂的直通。
本設計中，主電路形式選擇為電壓型PWM型變流器，功率器件選擇為IGBT，直流側電壓選擇：一般選擇為直流電壓的大小等于交流線電壓峰值的1.5倍。對于380V等級系統，直流側電壓為選擇為800V。APF的容量為：
其中E為電網相電壓有效值，Ic為補償電流的有效值。該設計中給出的數據額定線電壓為380V，容量為10KVA 則可以計算出額定電流
。
連接電感的選擇：可按下式近似取值：
其中為補償電流指令信號的最大值。為載波周期，取為10KHz，括號里面的值取0.35，結合計算出來的計算得額定電流值，帶入上面公式計算得L=0.0067H。
（2）指令電流運算部分
實質上就是諧波電流檢測部分，諧波檢測的方法很多，早期的模擬法，到后來的傅里葉分析法，還有人工神經網絡法，瞬時無功功率理論等，但應用較為廣泛的還是瞬時無功功率理論，該理論的產生為有源電力濾波器的發展注入了新鮮的活力。
現在依舊采用瞬時無功功率理論來檢測諧波電流。基于瞬時無功功率理論的檢測方法中的-變換法的檢測框圖如下圖3：
（3）電流跟蹤控制部分
該部分作用是：根據補償電流指令信號和實際補償電流之間的差別，得出控制補償電流發生電路中主電路各個器件通斷的PWM信號，控制的結果應保證補償電流跟蹤其指令信號的變化——電流型功率放大器。
目前應用較為廣泛的跟蹤型PWM控制方式有以下三種方式：滯環比較方式、定周期瞬時值比較方式和三角波比較方式。
這里還是選擇比較常用的三角波比較方式。其基本控制框圖如圖4：
圖4 控制系統結構圖
其中K多為PI調節器，其參數直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。三角波比較方式的基本特點是：
1)硬件電路較為復雜；
2)比例調節控制方式，電流響應稍慢；
3)跟蹤誤差較大；
4)功率器件的開關頻率等于載波頻率；
5)輸出電流所含諧波少。
（4）直流電壓控制
基本思想：通過控制APF與交流電源的能量交換來調節直流電壓。
（5）APF控制方式
基本方式包括檢測電源側電流和檢測負載側電流，還有兩者結合的混合型控制方式。這里采用檢測電源側電流控制方式。其基本的控制框圖如圖5[3，4]：
圖5 檢測電源側電流控制方式原理圖
4.結束語
有源電力濾波器是一種用于動態抑制諧波、補償無功功率的新型電力電子裝置，能對大小和頻率都變化的諧波及無功功率進行補償。和傳統的無源濾波器相比，有突出的優點。本文分析了有源電力濾波器的系統結構和工作原理，對其主電路的參數設計給出了理論上的依據。
參考文獻
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作者簡介：
篇3
關鍵詞:有源電力濾波器 諧波 控制 仿真
中圖分類號:TM6 文獻標識碼:A 文章編號:1672-3791(2012)09(c)-0142-03
L.Gyugyi等人在1976年提出了采用有源電力濾波器,氣質要是有PWM控制變流器所構成的,同時APF有源電力濾波器(Active Power Filter)的概念被確立下來,就是運用可以控制的功率的半導體器件來向電網中注入的諧波電流與原來的諧波電流的幅值要相位相反和相等的電流,同時還要是其電源的總諧波電流呈現出零值的狀態,這樣才能達到實時進行補償諧波電流的目的[1]。APF有源電力濾波器是一種最為新興的電力電子的裝置,主要是運用于補償無功功率和動態抑制諧波兩方面的裝置,同時APF有源電力濾波器還可以對無功功率和在頻率以及大小上都有著變化的諧波成分來進行補償的,并且還克服了傳統的無源濾波器只能做固定補償的不足之處[2]。
1 原理及其控制策略
1.1 APF基本原理
如圖1所示為有源電力濾波器原理圖,主要由檢測及控制電路和主電路兩大部分組成。其中檢測及控制電路包含指令電流運算電路、驅動電路以及電流跟蹤控制電路。主電路一般采用的是PWM變流器。其基本工作原理為通過指令電流在運算電路中檢測出了補償對象電流中的無功和諧波等方面的電流分量,同時還要再次的通過驅動電路和電流跟蹤控制電路這兩項來得出補償電流的指令信號,使主電路的PWM變流器產生出了實際的補償電流。而在負載電流和補償電流這兩項中的諧波分量的大小是相等的,其方向是相反的,因此兩者之間是存在相互抵消,電源電流中只會存在含有基波,不可能含有諧波的特點[3]。
1.2 雙環軟啟動控制系統描述
現有的實現以上功能的有源電力濾波器控制策略很多,包括滯環電流比較控制[4]、空間矢量控制[5]、無差拍控制、預測控制、滑模控制[6]、模糊控制等。本文采用雙環軟啟動的控制策略,側重考慮APF控制的可行性和穩定性,如圖2所示。
圖2中陰影部分為系統的電源以及主要的硬件部分,其余部分為比較環節以及主要的軟件實現的環節,包括虛線中的兩個軟啟動的環節,圖2中為僅考慮抑制諧波的情況。K1和K2是負載側和補償側的兩側電流互感器的實際應用場合的變化而定的變比系數。K3和K5是為了得到更佳補償效果和系統穩定的放大系數,K4和K6是兩側變比不同時調節平衡匹配的變比調節系數。
主要是因為APF有源電力濾波器的交流側的電感呈現出很小的裝太,同時直流側僅僅只有電容,如果不通過軟啟動過程來直接進行將比較大的電流指令傳送給指令跟蹤的控制電路,這樣就會產生出非常大的沖擊電流,從而導致直流側的電壓出現很大的波動,并且還對系統中的功率器件的安全上造成了一定的威脅。在系統中通過抑制啟動的過程中直流側電壓過沖和電流的沖擊等方面的不良因素這就是軟啟動的主要目的,同時還保證了APF有源電力濾波器難能夠正常安全平穩的啟動,并且還可以順利的進入工作當中。這樣就實現了軟啟動在系統中不但要控制電流環抑制啟動中的輸出電流沖擊,而且還要進行控制直流側電壓的緩升。APF有源電力濾波器的軟啟動就是電流環和電壓環兩項同時進行軟啟動的過程,也就是進行電流內環電壓外環的雙重的軟啟動。
1.3 電流環分析
1.4 雙環作用下系統穩定分析
2 仿真分析
仿真結果波形如圖4所示,從上至下依次為系統三相電壓、系統A相電流、A相負載電流、A相補償電流、通過直流電容的電流、電容兩端電壓。從這幾個仿真波形可以明顯的看出,當電容預充電過程完成后,APF投入運行,對系統電流及直流電容電壓引起一定的沖擊,但很快就可以穩定下來。在0.3s時切去負載,再次引起沖擊,此時APF開始停止補償,并不會向電網注入補償電流,實際的補償電流的停止有一個過程,圖4中為方便觀察只停了0.1s,實際上經過稍長的時間后APF可以完全停止補償,但APF并未停止運行,一直對負載的電流進行檢測跟蹤。在0.4s時,重新投入負載,系統同樣可以較快進入穩定運行。
圖5為系統穩定運行后的波形,分別為系統三相電壓、系統A相電流、A相負載電流、A相補償電流。可以清晰的看到,負載為產生矩形波的諧波源,通過APF補償后的三相電壓和A相電流波形都接近正弦波,其中A相電流諧波總畸變率為3.51%,各次諧波電流含有率在限定的范圍內,基本滿足補償要求,達到了預期對諧波抑制的目的。
3 結語
與傳統的諧波治理技術相比,有源電力濾波器對電能質量的提高有更為明顯的優勢。隨著快速、大功率電力電子開關器件和PWM理論的發展,基于瞬時無功理論的瞬時空間矢量法的提出,以及微機控制和數字信號處理技術的不斷進步,有源電力濾波器將有更為廣闊的前景。
參考文獻
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篇4
關鍵詞：有源電力濾波器；高壓高容量；多重化
中圖分類號：TM13 文獻標識碼：A 文章編號：1009-2374（2013）24-0019-02
伴隨著社會經濟的迅猛發展，科學技術的不斷進步，電子技術也得到快速進步，多種多樣的電力電子設備在各個領域中廣泛運用。這同時也使得電力系統遭到了一定的破壞與諧波的污染。而有源濾波器可以有效地去除產生的諧波，且進行無功的補償。所謂的有源濾波器指的就是對諧波進行動態控制與補償無功的一種最新型的電力電子設備，可以有效地不斷變換無功實行補償，同時也能對頻率與大小不斷變化的諧波加以去除。將其稱作是“有源”，是由于該設備必須提供電源，具備響應迅速，可以達到持續、動態的補償等優點。因此，有源濾波器受到人們與社會的普遍關注，且又相應地推出了很多的電路拓撲結構與控制辦法。
1 有源電力濾波器概述
有源電力濾波器，是利用電流互感器對負載電流進行檢查，且在內部DSP運算之后，將負載電流內的諧波成分拿出來，之后在PWM信號的幫助下，將其傳送到IGBI中，控制逆變器產生與負載諧波電流基本一致的諧波電流，且兩者之間的方向相悖，在電網內輸入諧波電流，最終實現過濾諧波的目標。
有源電力濾波器與無源濾波器進行對比，有源電力濾波器具有一定的優越性，能夠獲得較好的治理成果，能夠在同一時間內將高次或者是多次的諧波加以過濾，進而有效控制諧振的發生。在實際的工作中，其安全系數不是很高。國際中較為廣泛的做法就是對變壓器進行升壓處理，以此來確保設備裝置的安全性與可靠性。
為了能夠有效處理高容量有源電力濾波器的開關速度與所使用開關裝置容量方面的問題，本文將對以不帶變壓器的四重化變流器作為主要的電路進行研究，分析達成高容量有源電力濾波器的辦法。
2 四重化主電路完成高容量的有源電力濾波器
對國內外有關大功率的有源濾波器進行分析，并在常壓工業負載的基礎上設計了一個四重化的變流器，該變流器是沒有攜帶變壓器的，將這種變流器作為主要電路的有源電力濾波器，其電路能夠運用到工業的電網中，有效降低儀器設備的成本投入。利用進線電抗器將四組四重化變流器并聯起來，進而構成了主電路。連接在一起的四組四重化變流器，共同使用一個直流電容器。在運轉時，各個組依據電路計算的控制諧波指令電流，利用自身的電流追蹤部分進行控制，進而出現諧波補償電流把上述生成的電流加起來，保證其和負載諧波源全部的諧波電流成分是基本一致的，進而將諧波源負載電流內的諧波成分有效去除，最終保證諧波正弦基波電流沒有包含在進入到電源側的電流中。
在有源電力濾波器開展諧波補償的過程中，可以將四個電流源輸出的負載諧波電流iL和電流兩者實行迭加計算，利用由四組四重化變流器所生成的諧波補償電流表示。各個有源電力濾波器輸出電流和包含諧波電流負載的電流兩者之間的迭加，利用流入電源側的電流表示。在對其進行控制的過程中，應該對各個組展開全面且平衡的輸出容量控制，進而保證每一組最終生成的諧波電流都是負載內諧波電流的25%。那么，將負載的電流iL和各個組中電流的ic1、ic2、ic3以及ic4進行相加之后，最終進入電源的電流is就變成基波電流，且其中沒有包含諧波的成分。為了能夠對四組四重化變流器的補償控制進行有效調節，在四組中都安裝設定一個驅動保護電路以及一個電流追蹤控制電路，通過控制電路對時基脈沖（電流追蹤控制）進行集中的處理，依據有關時序，將各個跟蹤控制模板進行有效的分配。在實際完成之后，將第1組內的基準時鐘高于第1組內的基準時鐘，達到折合電角度90度的目標，第2組內的基準時鐘高于第3組內的基準時鐘，達到折合電角度90度的目標，第3組內的基準時鐘高于第4組內的基準時鐘，達到折合電角度90度的目標。在這種情況下，最后系統所獲得的開關頻率就是四個組開關頻率的四倍。
3 結果分析
通過研究有源電力濾波器設備對上面的電路展開關于諧波補償試驗。諧波源的構成元素就是帶電感性負載的三相整流橋。在圖1中了解到，有源電力濾波器試驗前后的波形及其有關的頻譜圖。從中可以發現，在進行補償之前的三相電流波形屬于正負變更的一種梯形狀的波形，且有變形現象；在頻譜圖內，高次諧波的分量存在幅值。在對其進行補償之后，電流的波形獲得了一定的改進，與正弦基本上一致；在其頻譜圖內，已經不存在高次諧波電流元素。這就表明：有源電力濾波器具有較好的補償作用。
在補償前后，有源電力濾波器的電源電流波形及其相關的頻譜情況如圖1所示：
4 結語
綜上所述，本文將不帶變壓器的四重化變流器作為一個主要的電路，以此來完成高容量有源電力濾波器的辦法，這種辦法能夠有效處理有源電力濾波器處于容量較大的狀態時存在的開關頻率與容量兩者相沖突的問題。利用多重化主電路能夠有效處理在容量較高的情況下單一電力電子設備有關開關頻率不高的現象，它可以大力提升系統的等效開關頻率，從而有效發揮有源濾波器的補償功能。另外，利用多重化的主電路，能夠有效拓寬設備的補償
容量。
參考文獻
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篇5
關鍵詞 有源電力濾波器；單周控制技術；應用
中圖分類號TM71 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2012）80-0145-02
1 概述
隨著電力電子快速發展，電網中各種諧波越來越多，影響到了電網的正常輸電。因此，如何消除電網中的諧波是相關人士探究的重要課題。而APF能夠有效補償頻率及大小都發生變化的諧波，能夠彌補傳統濾波器各種不足之處，因此被電網中廣泛應用。而單周控制屬于新型的非線性控制模式，能夠有效確保每周開關變量的控制參量和平均值成比例或者相當，有效消除了瞬態與穩態誤差，目前被APF中廣泛應用。
2 單周控制技術
2.1 單周控制技術特征
事實上，APF具備的補償性能幾乎取于畸變電流的準確、實時監測，以及控制逆變器的輸出電流。但是目前跟蹤控制APF電流使用最多方法就是PWM控制，但是這些控制方法都存在不足之處，比如三角載波波形畸變、滯環控制開關的頻率變化等各種不足。因此就在APF之中應用了單周控制技術，具備了如下幾個方面的特征：
1）傳統的反饋控制一旦出現了誤差，就需要使用后面的幾個周期來消除誤差，但是應用單周控制技術且不相同，而是在一個周期中就能夠將瞬態與穩態誤差消除掉，反應十分快；2）能夠有效抵抗電源的干擾，確保APF正常運行；3）一個周期中，開關變量所輸出平均值隨著控制參考的變化而變化；4）單周控制電路比較簡單，省去了一些乘法器和其他一些比較復雜的元器件；5）在運行中不需要產生出參考信號，更不需要過多電壓傳感器。
所以在APF中應用單周控制技術，也就不需要生成基準電流，僅僅需要檢測輸入電流與APF中的直流電壓，有效簡化了控制電路。
3 APF中應用單周控制技術
3.1 應用于單相APT中
本文探究的單相APT中使用了雙極性單調控制技術，其電路如圖1所示。
從圖1的電路圖中可以看出來，在本電路的控制環中就去掉了電壓傳感器與乘法器控制電路，本電路中的控制電路由一些比較器、可復位的積分器、觸發器以及時鐘電路共同組成，而檢測出來的電壓電容和參考值進行比較，出現偏差就是經過PI控制器來補償，但是要出現誤差電壓Vm，PI控制器主要作用就要確保直流側電容的電壓恒定不變，但是只要是時鐘信息來到，必然會讓VS2與VS3開始導通，這樣積分器就開始積分測電容上的誤差信號，一旦積分值搞過了Vm（1-2D），比較器就會自動翻轉輸出的信號，高電平變成低電平，低電平成為了高電平，這樣就會產生出復位信號，就將積分器復位，就將VS2與VS3關斷，讓VS1與VS4導通，確保了輸出Vm穩定。一旦下個周期的時鐘脈沖來到之時，就會再一次重復著以上的動作。
當變換器在雙極性模式上工作之時，到達每個周期時節點P與N間電壓就變成V0或者-V0，也就是直流側電壓經過了電力濾波器中的H橋變化，在交流側就轉變極性，假如此時的負載比較輕就極易產生直流偏移。而且控制中所有開關都在高開關的頻率下進行工作，必然嚴重損耗到開關。在這種情況下，就采用了單極性單周控制技術。每次輪到開關周期，一旦VS超過0，VS4就導通在搬個工頻周期中，VS1與VS2輪流在開關的周期中導通；但是VS低于0，VS3就導通在搬個工頻周期中，VS1與VS2輪流在開關的周期中導通；也就是當H橋變換直流側電壓指示就不會改變交流的極性，和雙極性的模式相比較，當采用單極性時因為兩個開關同時工作于工頻狀態，而其他的兩個開關且處于較高開關頻率，有效降低了對開關的損耗，提升了工作效率。同時正負半周還在對稱狀態下工作，有效消除直流偏移。但是采用單極性就要對電源電路進行檢測，需要對電源電壓過零點進行檢測。
如今，在APF中應用的單周控制技術，大都使用單環控制模式，但是這種方式還是存在一些問題，那就是在進線電流之中帶進了直流分量。因此應用雙環控制能夠有效除掉三角波積分在時間上產生的誤差，以及電流紋波產生出來的直流分量，控制的方程如下式： 該式中的is1為頻率為50Hz的交流成分；is0為電路中的直流分量；I0表示電流is積分值。從式中可知，就能夠通過is0實現閉環調節，一旦將is0調節為零之時，I0的積分值就變成穩定值，如果在該控制電路之中加設上一個電流積分電路，就能夠閉環調節直流分量，在APF之中發揮中單周控制作用。
3.2 應用于三相三線APT
將單相控制技術應用在三相三線的APT中，其具體的電路如圖2所示。
在實際運用中APT則要求能量在直流電容側與交流側間來回流動，所以變化器就要在四個象限之間進行工作，而且橋臂上驅動兩個開關信號設置成互補，這樣就讓變換器始終處于了連續的導電模式，具體控制方程是：始終處于了連續的導電模式，具體控制方程是：始終處于了連續的導電模式，具體控制方程是：始終處于了連續的導電模式，具體控制方程是：始終處于了連續的導電模式，具體控制方程是：
該式子中，其中K1為常數，Rs為測量電阻，Re為補償三相的諧波后電源的側等效電阻。該式對開關占空比、電源電流以及逆變器的直流側電容電壓三者之間關系進行量間，實施上這個方式是能夠使用帶復位積分器，以及幾個觸發器、比較器及時鐘等共同期間實現。如今相關研究者提出了一種新型APF的主電路，使用了兩個電容與四個開關，有效降低主電路的耗費，同時也減小了開關數量，提升了電路可靠性，當然其控制方程也會隨之而發生變化，采用如下控制方式：
其中Vm=。由此可見，主電路發生變化單周控制方程也會隨之而進行變化。
3.3 應用于三相四線APT
將單相控制技術應用在三相四線的APT中，其具體的電路如圖3所示。
在該系統之中，APF不但要給補償三相上電流諧波，而且要抑制零線電流，將電源側零線電流消除掉，確保三相電流的對稱。相對于主電路來看，這種方式分為了三相變流器與四相變流器兩種模式，自然相對于控制電路也存在各自特征。如果使用了單周控制技術根本不需要對負載畸變電流進行單獨檢測與計算，更不需要使用乘法器來計算基波電流，有效降低了APF結構，讓整個系統更加簡單與可靠，極大提升了性價比。
4 結論
總而言之，電力電子技術高速發展同時也加重了各種諧波的危害性，這就需要加大改善APF技術的速度。而在APF中應用單周控制技術，不再需要對電源電壓與負載電流進行檢測，也不需要使用乘法器，有效簡化電流跟蹤控制與諧波檢測電路，讓整個控制電路更為可靠、簡單以及無延遲。因此單周控制技術各種優點體現出具備廣大的應用市場。
參考文獻
[1]陳莉.基于單周控制的電鐵有源電力濾波器的研究[J].電子設計工程，2011（3）：30-33.
篇6
【關鍵詞】有源濾波器;RC張馳振蕩器;自動調節
RC有源濾波器廣泛應用于現代大規模集成電路中。特別RF收發器等無線通訊電路中，帶通濾波器和低通濾波器的性能直接決定了收發器的選擇性和抗干擾性能。然而集成的RC有源濾波器，由于集成電路制造工藝的原因，RC常數波動較大，達±30%之多。
許多RC常數調節電路的精度只有±2～ 10%[1]，[2]。在一些無線通訊的接收機中，信號帶寬只有100kHz左右，相對于2MHz左右的中頻信號，中頻帶通濾波電路的RC常數需要達到1%的精度。本文設計了一種高精度RC常數調節電路。提出了一種RC常數自動調節的算法。在SMIC 0.18um工藝中實現了對中心頻率為2.2MHz，信號帶寬為100kHz的6階帶通濾波器的RC常數的自動調節。在全工藝角范圍內，調節精度達0.5～1%。
圖1 RC常數調節電路框圖
1.RC常數調節電路
本文提出的RC常數調節電路結構如圖1所示，包括RC張馳振蕩器電路、計數器、數字算法和上電復位等。RC張馳振蕩器電路產生與RC常數成反比的時鐘頻率，當RC常數大于設計值時，振蕩器輸出頻率低于設計值，反之亦然;計數器模塊根據輸入晶振時鐘信號對RC振蕩器輸出頻率級數，計算出RC常數值;逐次逼近式數字算法把計數器的結果同設定的目標值進行比較，判斷RC常數大于、等于還是小于目標設定值。如果RC常數大于目標值，則減小RC振蕩器的電容;如果RC常數小于目標值，則增加RC振蕩器的電容;等于目標值，則輸出最終的濾波器RC常數控制信號，RC常數調節完成。
RC常數調節的精度由RC張馳振蕩器精度、計數器精度和可調電容陣列的調節精度決定。12位的計數器，考慮RC常數變化范圍，計數精度可達11位，對RC常數調節精度的影響幾乎可以忽略;采用8位數字控制位調節電容的大小，結合±30%的調節范圍，其理論調節精度約為0.25%;RC張馳振蕩器的調節精度需要達到0.2%才能使RC常數調節的精度達到0.5%以內。
2.RC張馳振蕩器
RC張馳振蕩器是RC常數自動調節電路的關鍵模塊，其性能直接決定了RC常數調節的精度。RC張馳振蕩器包括充放電網絡、比較器和數字控制邏輯等。圖2給出了RC張馳振蕩器的電路結構、振蕩波形和控制開關時序圖。
RC張馳振蕩器的頻率由RC常數確定，理想條件下，RC張馳振蕩器的周期可表示為：
上式中，VREF為充電電壓，VGND為放電電壓，VH和VL分別為高低比較電壓。從OSC周期的公式可以看出，VH和VL的偏差會影響OSC的頻率值。設計中，VH和VL均由VREF分壓得到，精心匹配過的電阻，匹配精度可達0.1%，對OSC的頻率影響不大。
比較器失調電壓Vos，比較器和邏輯控制電路的延時造成RC充放電網絡的過充電和過放電，最終導致振蕩器輸出頻率變小。
為減小比較器失調電壓對RC張馳振蕩器振蕩頻率的影響，從振蕩器結構上，本文采用了單個比較器結構的張馳振蕩器。相比兩個振蕩器結構的張馳振蕩器[]，比較器失調電壓的影響幾乎可以忽略。
圖2 （a）RC張馳振蕩器結構圖;
（b）RC振蕩波形及控制信號
圖3 自偏置輸出比較器電路圖
自偏置是一種將輸出反饋到偏置模塊的偏置結構[3]，本文提出的自偏置輸出級的比較器如圖3所示，由高增益的前級放大器和自偏置輸出級組成。高增益前級放大器減小比較器的增益誤差，自偏置輸出級減小比較器的延時。仿真顯示，自偏置輸出級比較器的延時時間可減小到0.1ns以內。
3.RC常數自動調節算法
3.1 輸出反饋式自動調節算法
RC常數自動調節算法的關鍵是計數器結果和目標值比較完成后，RC振蕩器電容陣列控制信號的調節，即電容控制位調整步長的選擇。本文引入逐次逼近的概念，根據計數器輸出與目標值比較的結果，不斷調節控制位的步長，當RC常數計算值與目標值差別較大時，增大控制位的步長;反之，減小控制位的步長。次算法有效減少了系統迭代次數，縮短了調節時間。圖4給出了RC常數最大（+30%）和RC常數最小（-30%）兩種條件下，RC自動調節數字算法的收斂過程。結果顯示，調節算法的迭代次數約為9次。
圖4 RC自動調節數字算法收斂過程
圖5 RC常數自動調節算法
3.2 RC自動調節過程
本文提出的RC常數自動調節的流程如圖5所示。其自動調節步驟如下：
1）上電復位和目標值設定，將計數器復位清零并設定RC常數調節目標值（通常為典型工藝條件下RC張馳比較器輸出頻率值）;
2）OSC初始化，電容陣列復位開關使能，然后充電開關S1使能，充電電壓VREF通過串聯電阻對電容陣列充電，OSC開始工作;
3）計數器通過外部輸入高頻率晶振時鐘計算OSC的頻率;
4）計數器計算的OSC頻率與目標設定值進行比較：a）OSC頻率高于目標值，說明RC常數小于目標值，則增加OSC電容陣列控制位的值，返回到OSC初始化，重新計算新的OSC振蕩頻率，b）OSC頻率低于目標值，說明RC常數大于目標值，則減小OSC電容陣列控制位的值，返回到OSC初始化，重新計算新的OSC振蕩頻率，c）OSC頻率等于目標值，說明RC常數等于目標值，輸出最終的濾波器電容陣列調節控制位的值，RC常數調節完成。
5）關閉OSC電路，等待系統下次調節的指令。
4.電路實現和測試結果
本文在SMIC 0.18um 1P6M混合信號工藝下，實現了RC自動調節電路，并用于調節一個中心頻率為2.2MHz的六階RC帶通濾波電路。用Spectre-Verilog數模混合仿真了不同電源電壓和工藝角下，RC帶通濾波器中心頻率自動調節的結果。圖6的仿真結果顯示，在最差工藝角下，RC常數調節精度為0.77%。虛線表示的是芯片測試結果，RC常數自動調節的精度為1%。
圖6 RC常數自動調節仿真結果
5.總結
針對有源濾波器的RC常數隨工藝角變化的問題，本文提出一種高精度RC常數自動調節電路及其算法。采用了單一比較器結構的RC張馳振蕩器有效減小了比較器失調電壓對振蕩器頻率的影響;高速自偏置輸出級比較器使比較器延時減小到0.1ns以內。在SMIC 0.18um工藝下實現了對6階帶通濾波器的RC常數自動調節。芯片測試結果顯示其調節精度達0.7～1%。
參考文獻
[1]Bo Xia，et al.An RC time constant auto-tuning structure for high linearity continuous-time ΣΔ modulators and active filters.Circuits and Systems I：Regular Papers，IEEE Transactions on Volume：51，Nov.2004：2179-2188.
[2]T Oshima，et al.Novel automatic tuning method of RC filters using a digital-DLL technique.Solid-State Circuits，IEEE Journal of Volume：39，Nov.2004：2052-2054.
[3]CMOS Analog circuit Design（second edition），Phillip E.Allen，Douglas R.Holberg.
作者簡介：
篇7
中圖分類號：TN713.8文獻標識碼：A 文章編號：1672-3791(2012)04(a)-0000-00
近些年來,隨著在工業生產中越來越多的電力電子器件被應用，這些電力電子器件給我國工業生產帶來了巨大的貢獻，但是由此而帶來的諧波污染也越來越嚴重。相關資料表明[2]，電網會由于電力電子器件的大量投放產生嚴重的諧波。現在影響電能質量的主要因素諧波已經成為可以排在首位了，而對于諧波的治理最有效的手段就是有源濾波器，本文對單相有源電力濾波器的仿真進行了研究，通過matalb仿真，分析該濾波器的工作特性，進而找到控制諧波污染的手段。
1 單相有源電力濾波器概述
隨著DSP技術和電力電子技術的不斷發展，采用單相有源電力濾波器是諧波抑制的一個重要措施就是。單相有源電力濾波器的基本原理是從補償對象中對諧波與無功電流進行檢測。在一定控制指令作用下由IPM組成的系統產生一個與無功電流大小相等的諧波，在系統中注入極性相反的電流，這樣電網電流就只含有基波電流，達到實時補償諧波電流的目的。單相有源電力濾波器能跟蹤補償幅值和頻率都變化的諧波，因而受到廣泛的重視。
2 單相有源電力濾波器的matlab建模
這里將單相并聯有源濾波器的諧波和無功電流檢測及電流跟蹤控制綜合起來，搭建單相并聯有源濾波器的完整電路并對其補償特性做一下研究。主要諧波含量分析：電網電流的畸變幾乎全部來源于奇次諧波。其中三次諧波含量 =16.74%,五次諧波含量 =10.69%，七次諧波含量 =6.01%，九次諧波含量 =3.18%，十一次諧波含量 =1.11%。
3 單相并聯有源濾波器的建模與仿真
單相電壓源模塊產生相電壓為670V的單相交流電壓，模擬實際電網電壓。非線性負載由可控整流橋和電阻負載構成，模擬電網實際負載。電壓測量模塊測量電網電壓，電流測量模塊測量電網電流，背景為黃色的模塊是基于瞬時無功理論的諧波和無功電流檢測模塊子系統，背景為紅色的是電壓，電流互感器，采集電網中的電流和電網電壓。
電流內環控制采用滯環電流控制。交流側電感 =6mH, =7mH。直流電壓為800V。負載電阻選R=10Ω。則負載電流I= /R=67A。若選環寬為補償指令電流信號的 則應該為 3A。則給滯環比較器送入初始值。仿真時間定為4s，步長定為50e-6。啟動仿真。經仿真分析計算得到開關管的平均頻率f=6KHz。
其他參數不變,將環寬變小，研究一下所選的環寬的變化對檢測結果的影響。選擇環寬為補償指令電流信號的 則應該為 1.5A。開始進行仿真得到如下仿真結果：其中0次諧波（直流分量）含量為6.35%，其中三次諧波含量 =1.92%,五次諧波含量 =0.56%，七次諧波含量 =0.25%，九次諧波含量 =0.17%。十一次諧波含量 =0.1%。計算開關管的工作頻率。得到在一周期內，環寬為 1.5A時，開關管的平均頻率為25KHz。再將環寬進一步減小，取 1A，同時保持其他參數不變。得到如下仿真結果：
其中0次諧波（直流分量）含量為6.35%，其中三次諧波含量 =1.92%,五次諧波含量 =0.56%，七次諧波含量 =0.25%，九次諧波含量 =0.17%,十一次諧波含量 =0.1%。計算開關管的平均頻率f=30KHz。
從濾波效果來看，環寬的大小對補償效果幾乎沒有影響。但環寬的大小對開關管的頻率卻有很大的影響，選的環越小，開關管頻率越大，這一點也很好理解。在一個周期內，實際補償電流 跟蹤補償電流指令 變化的情況只受環寬的限制。當環寬較小時，勢必增加開關管的工作頻率。
在仿真中發現，當所選的環的寬度降低時會明顯增加仿真時間，初步分析，是因為環寬度的減小帶來開關頻率的升高，帶來處理速度的降低。
另外一方面從補償效果來看。補償后的諧波總含量從21.24%降到7.18%。并且對比一下補償前后主要諧波的含量變化。
通過分析相關仿真結果發現：加入有源濾波器后，電網電流中的主要諧波（奇次諧波）都有明顯的下降。但同時0次諧波（直流量）含量卻很高，有6.35%。另外分析，補償后的諧波來源，即7%的諧波來自于檢測環節。綜合考慮后，我選取的是一般情況下的LPF的參數，檢測出的基波電流有一些畸變，對補償效果有一些影響。但已經補償大部分的諧波，并且大幅度降低了奇次諧波含量。對于直流分量，我們嘗試通過改變APF的輸出濾波電感來降低其含量。
4結論
在本章里，我們在matlab里搭建了單相有源濾波器的仿真模型，分析了有源濾波器投入前和投入后的電網電流變化情況。將其對比后發現有源濾波器能大幅度減小電網電流中奇次諧波含量，但同時會少量增加電網的偶次諧波含有量。并且分析了原因。分析了環寬大小變化對檢測結果和系統的影響，即在滯環控制里環寬的大小會對補償的精度有影響，但不會對補償效果影響太大。但會大大影響開關管的工作頻率。并且會帶來仿真時間的延長，從這里可以看出精度和處理速度是一對矛盾體。在實際應用中應該綜合考慮確定參數。總體來說電流滯環跟蹤控制使補償電流能夠迅速跟蹤指令電流。得到比較理想的補償特性。
參考文獻
[1] 凌季平，高沁翔.并聯型電力有源濾波器的仿真研究.北京交通大學電氣學院.2010.
篇8
關鍵詞：有源濾波器；低損耗滯環電流；控制方法
一、分析有源濾波器的開關損耗
有關資料指出，有源電力濾波器的直流側電壓是很難改變的，所以在恒溫的條件下，可以簡單的視作開關損耗和開關電流之間成線性關系。在器件的工作環節，有源濾波器的p耗主要由四個部分組成，即因為漏電所引發的斷態損耗，通態損耗，開通損耗以及開斷損耗，分別表示為P1、P2、Pon、Poff。所以器件的總損耗的公式為P=P1+P2+Pon+Poff。在實際情況里，斷態損耗可以被忽略，而通態損耗基本上是固定不變的。倘若在開關的過程中，假設器件的電壓以及電流依據線性規律進行變化的話，并且在計算的時候忽視通態壓降以及漏電流，那么器件在開通和關閉的過程中所產生的損耗就是近似的。在經歷過相關算是的演算之后可以得出逆變器的開關損耗不僅會受到單位時間中的開關次數影響，還與其直流側電壓，開關時間和平均電流有關。這也就意味著倘若開關動作平均的被分配在時間軸上，那么開關平均電流與平均電流之間就是等同的關系。但是開關動作在i很小的時候較為集中的話，那么平均電流就會大于開關平均。反之，倘若開關動作在i很大的時候較為集中的話，那么平均電流就會小于開關平均電流。同理就能夠推導出在逆變器關閉時所產生的的開關損耗（如表1所示）。
二、分析在滯環寬度調整下的情況下的誤差電流以及開關損耗
（一）滯環寬度、開關頻率和控制精度之間的關系
根據相關資料指出，開關周期T與滯環寬度h之間呈現正比的關系，并且滯環寬度h以及誤差電流i的大小之間也是呈現正比關系。這就意味著這三者間都是呈現線性關系。所以要達到控制精度以及減小誤差電流的目的，就必須提高開關頻率。那么在三相系統中，滯環寬度、開關頻率以及誤差電流大小之間的關系就類似于單相系統。
（二）有源濾波器三相輸出電流的絕對值范數
在三相系統之中，倘若三相開關次數呈現均勻分布的狀態，那么開關損耗不僅和三相中的平均開關頻率有所聯系，而且還和三相電流中的絕對值之和呈現正比例關系。即||i||=|ia|+|ib|+|ic|，三者呈現比例關系。也就是說三相電流的絕對值之和與三相電流的絕對值范數是同一個意思。在運用到電機驅動和無功補償的諸多場合中，可以將三相輸出電流視為正弦電流，在一個周期之內它的范數波動不大。不過在運用有源濾波器的過程中，因為補償電流中含有高次諧波電流，所以總的電流范數會出現波動較大的情況（如圖2所示）。
（三）分析最優開關頻率的調整幅度以及電流波動幅度
電流波動幅度與最優開關頻率調整幅度息息相關，所以通過不一樣的電流波動幅度x就可以得出相應最優開關頻率調整幅度y的計算結果。基于以上的分析結果可以得出，倘若電流變化比較小，那么總開關的損耗的下降幅度也會較小。倘若電流波動比較大，那么總開關損耗將會劇烈下降。其實電流波動的幅度與最優開關頻率調整幅度之間存在著十分復雜的對應關系。在實際的應用過程中，通過數值計算和采用數值擬合等方式最終得到了以下方程式，即y=0.3832x?0.007。通過這個方程式可以發現，倘若電流波動幅度較小，那么只要采用線性擬合就能夠達到足夠精確，兩者之間的比例關系近乎0.3832。那么總的開關損耗公式根據推算得為Ploss =（1?xy） /（1?y）。
三、新的有源濾波器滯環電流控制方法
基于以上的分析，在本篇文章中還提出一種新型的滯環控制方法。相似于傳統方法，比較系統實際三相電流和各相參考電流后得出各相電流的誤差分別為?ia、?ib、?ic，再將電流誤差置于滯比較器中后就得出了開關函數并產生補償電流，即Sa、Sb、Sc、ica、icb、icc。并且可以修改滯環比較器寬度h，它的寬度的決定因素在于滯環寬度調整電路。在調整電路中輸入各相參考電流，從而將三相電流的絕對值之和和平均電流大小計算出來，并比較當前電流和平均電流。根據其波動幅度就可以得出滯環比較器滯環寬度的有關調整幅度。
四、結語
本篇文章主要探討了一種比較新型的滯環電流控制方法。不僅通過開關損耗、開關電流與開關次數的線性相關，還通過了開關次數和滯環寬度呈現反比原理來闡述在控制精度以及開關頻率不變的情況下通過調整滯環寬度來降低有源濾波器中所存在的開關損耗。
篇9
關鍵詞:電源電磁干擾直流電源電磁干擾濾波器
1引言
電磁干擾信號對發射機安全穩定運行會造成較大的威脅,為了最大限度地抑制電磁干擾信號,濾波、屏蔽、接地是其中最有效的三個辦法。美國Harris公司成功地將電磁干擾濾波器應用于DX型發射機的電源通路中,比如,DX-200發射機中用于對二進制+125V電源進行電磁干擾濾波的直流電磁干擾濾波器;DX-600發射機合成器中用于對+220V電源進行電磁干擾濾波的交流電磁干擾濾波器等。
2故障現象及故障原因
2006年,我們參與了國家廣電總局641臺DX-600全固態中波水冷發射機的裝調機工作。在調機過程中,高功率試機時聽到一聲來自PB3單元(DX-600中的一個PB200功放單元)整流機柜內交流接觸器的吸合、斷開聲音, PB3掉功率,發射機切換為N-1工作(PB3被甩掉),查看PB3單元電源顯示板指示“電源電流故障”。經過仔細排查,發現來自3Φ205VAC電流變換器的電流取樣輸出線與+125V電源(給二進制功放模塊供電)的電磁干擾濾波器輸入線和輸出線緊緊地纏繞并用扎帶捆扎在一起,將其分開(如圖1)。高功率開機,PB3單元運行正常,發射機運行正常。
3故障分析
3.110KVAC/205KVAC主變壓器次級的中線+125V電源工作原理(如圖2)
10KVAC/205KVAC變壓器采用“Y”連接方式,次級3Φ205VAC經三相全波整流電路,再經過濾波電路得到+250VDC電源,該電源給功放級射頻放大器供電;次級的中線+125V電源經半波整流后,得到+125VDC電源,由于變壓器次級3Φ205VAC電源線上的電流非常大,并且電源波形不是理想的正弦波,而是有高次諧波分量存在,這樣與3Φ205VAC電源并行的+125V電源線上就會有比較強的電磁干擾存在,為了消除電磁干擾信號對二進制模塊產生的電源電磁干擾,Harris公司給+125VDC電源加裝了電磁干擾濾波器FL3,再經過濾波阻流圈L1及濾波電容后得到比較理想的+125VDC電源,該電源給二進制射頻放大器供電。
3.23Φ205VAC電流變換器的電流取樣工作原理(如圖3)
變壓器次級3Φ205VAC電源經三相1200:5的電流變換器,再經過三相全波整流堆CR1后,將得到的信號送到電源控制板,用于實現對3Φ205VAC電源電流地實時監測。(參看圖4)該取樣信號送至電源控制板的J1-4與J1-6(在高功率狀態下J1-4的數值為4.48VDC,J1-6的數值為4.11VDC),經緩沖放大器U1放大后,一路由U12-1設置的門限電平進行比較,用于檢測峰值過電流故障;另一路經過低通濾波電路,由U12-2上的同一組門限電平進行比較,用于檢測平均值過電流故障。這兩個過電流故障經過或門連在一起,產生電源電流故障(I-FLT)信號。
3.3 故障過程分析
從變壓器次級3Φ205VAC電源的中心抽頭得到+125V電源,該線路比較長,并且和3Φ205VAC電源線并行送至整流機柜,因為3Φ205VAC電源線上有高次諧波存在,導致+125V電源線上有較強的電磁干擾存在。所以要在+125V電源線送至整流機柜之前加裝直流電磁干擾濾波器。但是在實際的線路中,該直流電磁干擾濾波器輸入線與輸出線用扎帶捆扎在一起,使輸入線和輸出線發生空間耦合,將濾波器旁路掉。由于直流電磁干擾濾波器輸入線、輸出線和3Φ205VAC電流變換器的電流取樣輸出線都是用扎帶捆扎在一起的,+125V電源線上的電源電磁干擾信號直接進入3Φ205VAC電流變換器的電流取樣信號中,引起送到電源控制板J1-4與J1-6的電平發生改變,經過緩沖放大器電路、低通濾波器電路、峰值及平均值電流檢測電路后產生一個電源電流故障-低電平信號。這個電源電流故障-低電平信號一路送到電源顯示板的J1-13,用于故障的指示;另一路最終送到控制板,產生一個發射機關機信號。
從圖3可以看出3Φ205VAC電流變換器的電流取樣輸出線已經有一根屏蔽線,且與發射機機殼接觸良好,為什么還會被電源電磁干擾信號所干擾呢?沒有錯,使用屏蔽線能夠有效地減小傳輸線的電磁干擾輻射和接收電磁干擾的能力,但是屏蔽線的屏蔽效能對屏蔽層的端接方式依賴很大,并且屏蔽線的屏蔽層由于是金屬編織網構成的,在高頻時屏蔽效能較差,致使+125V電源線上的電源電磁干擾信號干擾了3Φ205VAC電流變換器的電流取樣信號。
4直流電磁干擾濾波器簡單介紹
直流電磁干擾濾波器是用在直流電源線上的低通濾波器,其作用是濾除傳輸導線上所不需要的高頻干擾成份。加裝直流電磁干擾濾波器是一種解決電源電磁干擾輻射和接收有效的方法,未使用濾波器時脈沖信號的頻譜,從圖5可以看出,脈沖信號的高頻成份很豐富,使用了濾波器以后,脈沖信號頻譜發生了很大地變化。從圖6可以看出,脈沖信號的高頻成份大大減少了。
直流電源電磁干擾濾波器對電磁干擾的抑制作用不僅取決于濾波器本身的設計和它的實際工作條件,而且在很大程度上還取決于濾波器的安裝情況。
(1)濾波器引線與安裝位置問題。考慮到電源線除了沿電源線的傳導時會傳輸電磁干擾外,還會在傳輸過程中將電磁干擾輻射出去,對附近的敏感電路或元器件造成輻射耦合。因此必須考慮濾波器的輸入線和輸出線之間不存在耦合,否則會導致濾波器的性能下降。因此,濾波器的輸入線最好不直接引入設備內部,而是經過濾波之后才進入設備內部,利用設備機殼的自然屏蔽作用,把電源產生的輻射場排除在設備外部。
(2)濾波器輸入線不要過長,濾波器的引腳或引線均要盡可能的短,同時濾波器輸入線和輸出線不要靠得太近,避免濾波器性能下降。
(3)濾波器接地要可靠,并且不能單根線接地,要與金屬機殼大面積接觸。
5 結語
篇10
【關鍵詞】有源濾波器;諧波補償;滑模控制
引言
隨著現代工業的發展，各種非線性和時變性電子裝置如逆變器、整流器及各種開關電源等大規模地應用，導致了電力系統的電能質量問題。電能質量的下降嚴重影響著供電、用電設備的安全運行，引起世界各國的高度重視[1]。并聯有源電力濾波器作為補償電力系統中諧波電流的有效裝置，越來越受到人們的關注。其研究的重點主要包括有源濾波器的建模方法和參考信號跟蹤控制方法。
一、有源濾波器的發展現狀
文獻[2]-[3]采用間接電流控制方法設計了并聯有源濾波器。文獻[2]將滑模控制方法運用到電壓控制，實現了電源參考電流幅值的計算，并在此基礎上建立了直接和間接電流控制有源濾波器。[3]提出了間接電流控制不需要補償電流檢測裝置，只需要電源電壓電流檢測和直流側電壓檢測裝置。這種方法能有效的減少系統對硬件的需求，且易于DSP實現。文獻[4]在傳統滯環控制的基礎上加入了積分環節，構造了一種新型滑模控制，有效的降低了電源電流的穩態跟蹤誤差。在三相四線制有源濾波器系統中，一些研究者對有源濾波器的一些控制方法進行了比較。滑模控制是一種設計和分析緊密結合，對模型不確定和對外界擾動具有魯棒性的控制方法。該控制方法迫使系統在一定特性下沿規定的狀態軌跡作小幅度、搞頻率的上下運動，即所謂的“滑動模態”。因此，滑模變結構控制非常適合用于有源電力濾波器參考電流信號的跟蹤控制。采用滑模變結構控制方法設計有源電力濾波器，其中滑模控制諧波串聯補償器并提出了一種離散自適應滑模控制理論。本文提出一種新型的滑模控制方法用于參考電流的跟蹤控制，并結合間接電流控制方法設計了并聯有源濾波器，其主要有點如下：
（1）采用間接電流控制技術的優勢在于它不需要諧波檢測裝置，只需要電源電壓、電流檢測裝置和補償電路直流側電壓檢測裝置。較直接電流控制技術，間接電流控制方法系統結構簡單，硬要需求，諧波補償效果好，且易于DSP實現
（2）與滯環比較控制方法相比，新型積分滑模控制方法用于參考電流跟蹤控制，可以降低電流跟蹤誤差，提高有源濾波器的諧波補償效果。即使在電源電壓含有諧波和負載變化情況下，所設計的新型滑模控制間接電流控制有源濾波器仍然具有良好的諧波處理效果。
二、三線三相制并聯有源濾波器的控制算法研究
為了簡化分析，假設并聯有源濾波器中的IGBT是理想器件，忽略IGBT的等效電阻以及“開”狀態的向上切換時間和“關”狀態的向下切換時間，整個系統包含以下幾部分：
補償電路：補償電路通過產生與諧波電流大小相等、方向相反的補償電流，抵消負載電流中的諧波分量，使電源電流成為與電壓同相位的正弦波電流。
參考電流信號計算模塊：本設計采用PI調節器控制直流側電壓穩定，并將PI控制器輸出經過低通濾器處理后與sin（wt）、sin（wt+120o）、sin（wt-120o）相乘用作電源參考電流幅值ISp。參考電流應該與電源電壓同相位。
滑模變結構控制器：滑模變結構控制器采用一種新型積分位置跟蹤滑模控制方法。滑模控制器輸出經過滯環比較控制器生成PWM控制信號（g1、g2、g3、g4、g5、g6）。
測量儀器：用于測量電源電壓、電流和直流側電壓。
定義（iSa、iSb、iSc）為電源電流，（iLa、iLb、iLc）為負載電流，（ica、icb、icc）為補償電流。根據基爾霍夫電流定律得：
（1）
三相三線制有源濾波器的狀態方程如下：
（2）
其中：
（3）
開關函數ji=0或者，i=a、b、c。
電源電流參考信號（iSaref、iSbref、iScref）由參考電流信號發生器產生，為了使生成的電源參考電流與電源電壓具有相同的相位，本設計采用3個鎖相環構造單位正弦信號（sin wt，sin（wt-120o），sin（wt+120o）。PI控制器主要用于控制直流側電壓穩定。負載電流幅值通過PI控制器輸出與比例因子k相乘實時估計。為了獲得相對穩定的幅值信號，本設計采用低通濾波器過濾參考電源電流幅值信號Iref的高頻分量。間接電流控制方法的電源電流參考信號可以由單位正弦信號（sin wt，sin（wt-120o），sin（wt+120o）與參考電源電流幅值信號Iref相乘構造。
滑模控制由于具有快速性和對大范圍負載變化的穩定性等優點，被廣泛應用于有源濾波器的控制。假設電源電流為（iSa、iSb、iSc），電源參考電流為（iSa、iSb、iSc），跟蹤誤差誤差為ea、eb、ec，則：
（4）
誤差變化率為：
（5）
滑模變結構控制器的控制量可以表示為ui=kei，其中i=a、b、c。
有源濾波器的控制信號為電容兩端電壓Vdc。外環PI控制回路控制Vdc穩定。根據切換函數Si與IGBT門控制信號的關系得：當Si為正時，i相電橋上橋臂IGBT導通，下橋臂IGBT關斷;當Si為負時，i相電橋上橋臂IGBT關斷，下橋臂IGBT導通。
三、仿真和實驗結果分析
在實驗條件下，采用MITLAB進行仿真。非線性負載由通用電橋和RL串聯支路構成。仿真系統結構圖如圖1所示：
圖1 三相三線并聯有源濾波器結構圖
A相負載電流波形、參考電流幅值信號波形、電源參考電流波形符合國家標準。從結果可以看出，各階段參考電流幅值平均值與負載電流幅值大小相等。當能量流入補償電路時，補償電流增大;當能量流出補償電路時，補償電流減小。參考電流幅值平均值與負載電流幅值相等可以保證主電路與補償電路之間能量流動量最小，提高系統的穩定性和有源濾波器的諧波補償效果。
為了簡化分析，我們設計電容電壓初始值為350V。PI控制器用于直流側電壓穩定控制，電壓參考值與穩定值之間的差值用于負載電流幅值的計算。直流側電壓參考值與穩定之間的差值隨著負載電流的增大而增大。PI控制器輸出與負載電流幅值成比例，比例因子為k，因此，PI控制器輸出與比例因子相乘用于計算參考電源電流幅值。為了減少幅值信號的抖振，采用低通濾波器濾除信號中的高頻成分。
補償后的電源電流波形、補償電流、電流跟蹤誤差符合要求，在對負載電流、處理后電源電流進行諧波分析。根據2000年國際電工委員會（IEC）頒布的電磁兼容標準IEC-61000，低壓電網諧波含量必須小于5%。補償前負載電流THD=24.72%，遠遠高于國際標準。采用滯環比較法間接電流控制有源濾波器處理后，電源電流諧波含量為3.35%。采用新型滑模變結構間接電流控制有源濾波器處理后，電源電流諧波含量降低為2.51%。
四、結論
本文在間接電流控制有源濾波器的基礎上，設計了一種滑模變結構控制方法，用于內環電路電源電流的跟蹤控制。PI控制器用于直流側電壓控制，其輸出信號與比例因子k相乘后得到幅值信號。電源電流幅值信號與三相單位正弦信號相乘構成與電源電壓同相位的電源電流的參考信號。仿真實驗結果顯示，以觀察系統對外界負載變化的魯棒性和適應性。系統生成的電源電流參考信號與電源電壓同相位。新型滑模變結構控制方法比滯環比較法具有更好的電流跟蹤性能，所設計的滑模控制器可以替代滯環比較控制器以提高有源濾波器的諧波補償效果。間接電流控制方法硬件需求少，結構簡單，易于實現，未來可以考慮采用自適應控制、智能控制等先進控制理論，提高有源濾波器的諧波補償效果。
參考文獻
[1]姜齊榮，趙東元，陳建業.有源電力濾波器結構、原理、控制[M].科學出版社：北京，2005.
[2]D.Nedeljkovic，M.Nemec，K.Drobnic，V.Ambrozic.Direct current control of active power filter without filter current measurement[C].International Symposium on Power Electronics，Electrical Drives， Automation and Motion.2008：72-76.
